CMOS基准电压源

CMOS基准电压源（精选七篇）

CMOS基准电压源 篇1

为解决上述问题,近年很多文献又提出了非带隙CMOS基准电压源[5,6,7,8,9]。参考文献[6]基于NMOSFET的阈值电压具有正温度特性和PMOSFET的阈值电压具有负温度特性的原理,提出了一种利用两者相互补偿原理的基准电压源。然而该电路较为复杂,同时需要两个启动电路,且电路中存在电阻,导致面积较大,功耗较高。本文基于MOSFET亚阈值的特性,利用两个不同阈值电压的NMOSFET串接产生具有负温度特性的电压△Vth与具有正温度特性的热电压VT进行相互补偿,提出一种全CMOS的基准电压源。该基准电压源具有无需电阻、无需传统的分立电容、电路结构简单、温度系数小和功耗低等特点。

1 电路设计

1.1△Vth产生电路

利用两个不同阈值电压的NMOSFET产生具有负温度特性的电压[10],如图1所示。

其中M1和M2工作在亚阈值区,M1的阈值电压大于M2的阈值电压。根据亚阈值区I-V特性[5]可得:

其中Vth是MOSFET的阈值电压;I0是MOSFET的特定电流[10](I0=2·ζ·μn·Cox·VT2);ζ为亚阈值斜率因子,其典型值在1~3之间;热电压VT=k T/q(k为玻尔兹曼常数,q为电子电量),常温下为26 m V。

如果VDS>>VT或Vth>>ζVT,则式(1)可简化为:

根据M1和M2工作在亚阈值区,可以推导出:

其中Vth1、Vth1和Io1、Io2分别是M1、M2的阈值电压和特定电流。根据图1可以得出:

由式(3)~(5)可以推导出:

式(6)中,只要 取值合适,就可以使得 的值接近0,因此最终可以近似得出:

因为M1和M2阈值电压Vth具有负温度特性,所以M1和M2阈值电压的差值△Vth也具有负温度特性。

1.2 VT产生电路

图2中M5~M8工作在饱和区,M3、M4工作在亚阈值区。其中M5和M6以及M7和M8分别组成电流镜的结构,并相互提供偏置电流。通过这两对电流镜的相互耦合形成反馈,最终形成稳定的电流。同时这种“自偏置”结构也提高了电路的电源抑制比。现假设M5和M6的宽长比相同,M7和M8的宽长比也相同,并且忽略沟道长度调制效应,那么最终可以确保电流I3=I4。由于M3工作在亚阈值区,则根据式(2)可以得出:

根据式(6)和式(8)可以得到I3与电源电压无关,因此I4也与电源电压无关。由于M4也工作在亚阈值区,所以可以得到:

因为M3和M4采用的是相同阈值电压的NMOSFT,所以特定电流I03=I04,若忽略沟道长度调制效应,由式(8)和式(9)可以推导出:

通过调整式(10)中 的比值,就可以调整正温度电压的系数。

1.3△Vth与VT补偿电路

图3给出了基于△Vth与VT相互补偿的CMOS基准电压源。该电路包括△Vth产生电路、VT产生电路和启动电路。其中VT产生电路中的“自偏置”结构又为△Vth产生电路提供稳定的偏置电流。

根据式(6)和式(10)可以推导出:

对温度T求导:

调整式(12)中 的值,可以使 ,即实现VREF的零温度系数。

在该基准电压电路中采用“自偏置”结构,其存在简并工作点、一个零点和一个正常工作点。为了克服简并偏置点,在电路中设计了启动电路。

启动电路由M10、M11和M12组成,其中M12充当电容[11]。当电源上电时,M10和M11导通,由于电流注入到M6,故M6开始导通,随之电路开始工作,同时M11的电流将对电容M12进行充电,使得M12的源栅电压逐渐增大到Vdd,此后M10、M11管截止。因此当电路正常工作时,启动电路几乎不会消耗功耗。同时,该启动电路无需采用传统的分立电容,从而减小了启动电路的面积。

2 仿真结果与分析

采用SMIC 0.18μm CMOS工艺模型,利用Cadence工具对本文设计的电路进行仿真验证。图4~图6为该基准电压源输出电压的温度特性、电源线性调整率和电源抑制比的仿真结果。

从图4中可以得到,输出基准电压的温度系数为6.7 ppm/℃。

仿真结果表明,电源线性调整率为0.61%/V(@1.5 V~4 V),电源抑制比在频率低于10 k Hz的情况下可以达到-68 d B。当电源电压为1.8 V时,其功耗为1.3μW。

本文所设计的基准电压源的版图面积为0.003 3 mm2。表1给出了相关电路的性能比较。从表1可以看出,本文所设计的基准电压源与其他基准电压源相比具有较好的温度特性、较大的电源抑制比、较低的功耗和较小的面积。

本文基于两个MOSFET的阈值电压差△Vth具有负温度特性和热电压VT具有正温度特性的原理,提出一种采用两者相互补偿技术的全CMOS基准电压源。与传统基准电压源相比,该基准电压源具有无需电阻、无需传统的分立电容、电路结构简单、功耗低、温度系数小和面积小的特点。采用SMIC 0.18μm CMOS工艺进行设计及仿真,仿真结果表明,在电源电压为1.8 V的条件下,输出电压为364.3 m V(T=27℃),温度系数为6.7 ppm/℃(-40℃~+125℃),电源抑制比达到-68 d B@10 k Hz,功耗为1.3μW。

摘要：基于MOSFET亚阈值的特性,通过两个MOSFET阈值电压差与热电压VT相互补偿的原理,提出了一种全CMOS基准电压源电路。与传统带隙基准电路相比,该电路采用全CMOS器件,无需电阻和传统分立电容,具有电路结构简单、功耗低、温度系数小和面积小的特点。通过对电路的理论分析,采用SMIC 0.18μm CMOS工艺模型,利用Cadence工具对电路进行仿真验证,在电源电压为1.8 V的条件下,输出电压为364.3 mV(T=27℃),温度系数为6.7 ppm/℃(-40℃~+125℃),电源抑制比达到-68 dB@10 kHz,功耗为1.3μW。

微功耗CMOS电压基准的设计 篇2

近年来, 便携式电子设备越来越流行。在这些设备中, 低压低功耗是基本的设计要求。随着该类型设备需求的不断增长, 强烈需求工作于低电源电压和微瓦级功耗的电路模块。在这些电路模块中, 电压基准产生器是最普遍的。电压基准广泛应用于模拟和数字系统中来产生与工艺, 温度, 电源电压无关的直流电压。最常用的基准电路解决方案是带隙基准, 利用标准CMOS工艺中寄生的垂直PNP晶体管[1,2], 设计低温度系数的带隙电压基准, 约为1.25V。因此要求更高的电源电压, 不符合低功耗应用的低压限制要求。随着电源电压的降低, 亚阈值电路变得越来越流行。本文将利用亚阈值电路实现低功耗, 低温度系数, 低输出电压的电压基准电路。

1、工作原理

提出的电路图如图1所示, 图中包含核心电路和启动电路。

核心电路中M1工作于饱和区, M2工作于深线性区, 由一阶I-V公式可得:

由公式 (1) 、 (2) 可得

K1、K2是M1和M2的宽长比, μn是载流子迁移率, Cox是栅氧电容, Vth是阈值电压。由上式可以看出, 输出电压与迁移率μn (受温度影响) 无关, 而仅与阈值电压和漏源电压有关。阈值电压与温度的关系可以由以下等式[3]建模:

其中T为绝对温度, TNOM为常温, 通常为25℃, KT1为阈值电压的温度系数, 通常小于0, 既然阈值电压为负温度系数, 那么VDS2应设计成正温度系数, 使得VREF与温度无关。可以通过使M3、M4工作于亚阈值区, 使VDS2与温度成正比。

MOS管工作于亚阈值区的I-V特性表达式[4]为:

其中, κB为玻尔兹曼常数, q为单位电荷, η为亚阈值斜率因子。对于VDS>4VT, 电流ID近似与VDS无关, 可得到

由于M5和M6的电流镜电路, 使得M4的栅源电压VGS4等于M3的栅源电压VGS3与VDS2之和,

由于M3和M4电流相等, 可得到

把式 (10) 和 (4) 代入式 (3) , 可得

为了获得与温度无关的输出电压, 必须满足下式:

即当满足下面等式时输出电压可获得零温度系数。

2、实验结果

本文提出的电压基准采用0.18μm标准CMOS工艺, 使用cadence的spectre工具仿真, 温度由-20℃变化到100℃, 仿真结果如图2所示。从图中可以看出输出电压在-20℃~100℃温度范围内变化3.4m V, 即输出电压的温度系数为29ppm/℃。电源抑制比的仿真结果如图3所示, 在1k HZ和100k HZ可分别获得-34d B和-17d B的电源抑制比。

参考文献

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程控直流基准电压源的设计 篇3

1 系统总体结构图

系统总体结构如图1所示, 系统以单片机为核心, 其外围电路主要包括:D/A转换电路、电压转换电路、电流转换电路、数字显示电路。其核心部分是D/A转换电路和电压、电流转换电路, 设计的其他电路都是为了实现D/A转换功能, 完善系统, 保证程序正常运行。数字显示电路实现输出电压信号、电流信号的数字显示。

2 电路设计

2.1 PWM式D/A转换器

基准电压源设置时需要D/A输出控制, 考虑成本, 本设计采用单片机集成的PWM发生器来达到高精度DAC的设计指标, 再经过滤波产生直流输出来实现D/A功能。

将C8051F410单片机的可编程计数器阵列PCA产生的PWM信号设置为漏极开路输出模式, 将此PWM信号加到稳定电压为1.2V的稳压管LM285H1.2稳压信号上, 然后分别经过二阶压控型低通有源滤波器获得直流输入信号。PWM信号的占空比从0变化到100%时, 得到的直流输出信号可实现从0到1.2V的连续变化。在此可连续变化的直流输出信号中选取合适的直流信号送到运放进行处理, 即可得到目标输出信号。

2.2 电压转换控制电路

将PWM式D/A转换器的输出电压信号U经过一阶低通滤波器再作一次滤波处理, 然后经过一个电压增益为1的反相放大器作反相处理, 得到输出电压信号U。

对于0~200m V档, 将Ui1送入反相放大器处理, 电压增益为, 则对应的输出电压信号为:

通过PWM控制使Ui1在[0V, -0.6V]范围内变化时, Uo1就会在[0m V, 200m V]范围内变化。

其他两个电压档的处理方法与此类似。

2.3 电流转换控制电路

分析可知, R17两端的电压即为Ui2, 则晶体管2N3904的发射级电流为:

通过PWM控制使Ui2在[0.12V, 0.6V]范围内变化时, IE就会在[4m A, 20m A]范围内变化。

3 结论

一种高精度电压基准源设计方法 篇4

基准电压源通常给系统的其他模块提供高精度参考电压, 广泛应用于数模转换器、模数转换器、线性稳压器和数模混合集成电路中。其目的是为电路系统建立一个与电源和工艺无关、具有确定温度特性的直流电压。

常规的带隙基准源温度系数一般都大于15 ppm/K, 电源抑制比也不够理想, 不能满足高性能系统的要求。本文采用高阶非线性和分段曲率两种温度补偿相结合的方法, 获得了极低的温度系数。

1 电路原理

传统的一阶线性补偿采用VREF=VBE+VTlnn的方法, 可以消除VBE的一阶线性项, 而非线性部分则需要额外的电路来进行高阶项的抵消。具体设计电路如图1所示。其中, PNP管Q2的面积与Q1的面积比为N∶1。运算放大器的作用是使A、B两点电位近似相等, 使得流过电阻R1的电流性质为正温度系数的电流。使电路中R2=R3, 得到流过R2和R3的电流具有负温度系数, 并且大小相等。通过正负温度系数电流叠加可知流过M1、M2、M3和Q3的电流与温度无关。进一步选取电阻R4=R5, 使得流过R4、R5的电流与VT1n (T/T0) 成正比。图1中基准电压通过计算, 选择合适的R2、R1和N的数据, 可以巧妙地消除VEB1的一次线性项;当R4=R2/ (η-1) 时, 可以消除VEB1的高次项, 从而实现基准电压温度特性的高阶补偿。

分段曲率补偿[1]的原理是当电路工作温度高于TH时, 电路中增加高温补偿电流IH;当电路工作温度低于TL时, 电路中增加低温补偿电流IL。

在图2中, 当温度T<TL时, M1、M2关断, M3、M4导通, 产生低温补偿电流IL, 此时IH=0。当温度T>TH时, M3、M4关断, M1、M2导通, 产生高温补偿电流IH, 此时IL=0。当TL<T<TH时, M1、M2、M3、M4全部关断, IL=IH=0, 曲率补偿电路失效。使用该方法可以大幅度减小温度系数。

2 电路设计

图3为本文设计的电路图, 共由5部分组成, 包括启动电路、正负温度系数电流电路、高阶补偿电路、分段曲率补偿电路和基准电压产生电路。

从图中观察可知, 流过MP6和R1的电流为负温度系数电流, 流过电阻R2的电流为正温度系数电流。此正负电流通过MP9和MP10进行镜像, 两路镜像电流叠加后流过Q3, 使得该电流与温度无关, 再由R4和R3来完成高阶补偿。流过MP7和MP8的正温度系数电流就具有了高阶项, 最终由MP11和MP12镜像两类电流来产生消除了线性项和高阶项的基准电压。

继续对基准进行分段补偿, 得到最后的基准电压VREF= (IP+IN) (R5+R6) + (IL+IH) ·R6可以通过改变MP20、MP19和MP15、MP16的宽长比来调节IL和IH的大小, TH和TL这两个边界温度由MP18、MN8和MP14、MN6的宽长比来确定。

3 结论

本设计基于0.35μm标准CMOS工艺模型, 使用HSPICE仿真器对电路进行仿真模拟。在VCC=3 V, T=25℃的典型条件下, 得到基准瞬态值为505.87 m V。如未特别说明, 仿真在TT工艺角条件下完成。

在-40℃~125℃温度范围内对电路进行仿真, 只进行一阶线性补偿时, 温度系数达到了19.2 ppm/℃, 当采用高阶非线性温度补偿后和分段曲率温度补偿后, 温度系数减小到0.62 ppm/℃。最终的仿真波形如图4所示。基准在全温度范围内变化约50μV, 能够满足高精度电路系统对温漂的要求。

根据上述公式计算, 更改R5、R6的阻值, 把基准电压在25℃下瞬时输出值调节到1.25 V。基准电压在165℃的全温度范围内仅仅变化了0.4 m V, 计算得出温度系数为1.93 ppm/℃, 仿真结果如图5所示。

图6中的仿真结果是在不同的工艺角下面得出的。最大的温度系数出现在FF工艺下, 经计算温度系数为2.93 ppm/℃。

本文采用高阶温度补偿和分段曲率补偿相融合的思路设计的高精度基准电压源, 在最极端工艺条件下, 在165℃的全温度范围内, 输出的基准电压变化小于0.3 m V, 温度系数小于3 ppm/℃。能够很好地满足亚微米条件下ADC或DAC系统芯片对基准电压的性能要求。

参考文献

一种低电压低温漂的基准电流源 篇5

基准电流源在模拟和混合信号系统中占有非常重要的地位, 在A/D转换器, D/A转换器以及很多模拟电路如运算放大器、滤波器等电路中起着至关重要的作用。目前出现了几种基准电流的设计方式。文献[1]提出的电路测试的温度系数为50 ppm/℃。文献[2]是一种非带隙电路通过二阶温度补偿产生基准电流, 温度系数为28 ppm/℃。文献[3]提出一种低温漂低电源电压调整率CMOS基准电流源, 其温度系数为6.9 ppm/℃, 但温度范围为-40～85 ℃, 相对变化范围较小。文献[4]利用带隙基准电路产生正温系数基准电压和迁移率的负温效应相互抵消, 产生基准电流。但温度系数仍大于15 ppm/℃。在此设计一种CMOS基准电流源, 首先通过二阶补偿的低压带隙基准电路得到基准电压, 然后由这个基准电压偏置NMOS的输出管得到基准电流。这个输出管将被设计工作在零温漂点附近[5], 在零温漂点上, 通过输出管的阈值电压和迁移率随温度的变化率相互补偿, 从而减小了温度对偏置电流的影响。

1 零温漂偏置点设计

作为一个电流源应有非常高的输出电阻, 所以将电流源设置在输出管的漏端。如图1所示, 基准电流的稳定性主要取决于偏置电压VREF, M1的阈值电压VTH1以及迁移率μn。当输出管M1工作在饱和区时, 基准电流可表示为:

${\rm I}{}_{\text{R}\text{E}\text{F}}=\frac{\mu {}_{n}C{}_{\text{o}\text{x}}}{2}\cdot \frac{W{}_1}{L{}_1}(V{}_{\text{R}\text{E}\text{F}}-V{}_{\text{Τ}\text{Η}1}){}^2(1)$

式中:Cox为单位面积的栅氧化层电容;W1和L1分别为沟道的有效宽度和长度;文中的VREF是由一个与温度基本无关的二阶补偿的低压带隙基准电路得到的。但阈值电压VTH1以及迁移率μn都和温度有关, 当温度在0～100 ℃时, VTH1随温度的最大变化值有150 mV左右。从式 (1) 可以看出, IREF会随温度有较大的变化。但当输出管工作在零温漂的偏置点上时, 就可以得到一个与温度基本无关的基准电流源, 式 (2) 和式 (3) 分别给出阈值电压VTH1以及迁移率μn与温度的关系:

$V{}_{\text{Τ}\text{Η}1}({\rm T})=V{}_{\text{Τ}\text{Η}1}({\rm T}{}_0)+\alpha {}_{V{\rm T}}({\rm T}-{\rm T}{}_0)(2)$

式中:αVT是一个负常数;T0为参考温度。

$\mu {}_n({\rm T})=\mu {}_n({\rm T}{}_0)({\rm T}/{\rm T}{}_0){}^{\alpha {}_{\mu }}(3)$

式中:αμ也是一个负常数。

将式 (2) 和式 (3) 代入式 (1) 得:

$\begin{array}{l}{\rm I}{}_{\text{R}\text{E}\text{F}}=(C{}_{\text{o}\text{x}}/2)(W{}_1/L{}_1)\mu {}_n({\rm T}{}_0)({\rm T}/{\rm T}{}_0){}^{\alpha {}_{\mu }}\cdot \\ \{V{}_{\text{R}\text{E}\text{F}}-[V{}_{\text{Τ}\text{Η}1}({\rm T}{}_0)+\alpha {}_{V{\rm T}}({\rm T}-{\rm T}{}_0)]\}{}^2(4)\end{array}$

由于NMOS的沟道掺杂浓度在1015～1016cm-3左右, 这时的负常数αμ将十分接近-2[5]。在这种情况下, 如果:

$V{}_{\text{R}\text{E}\text{F}}=V{}_{\text{Ζ}\text{Τ}\text{C}}=V{}_{\text{Τ}\text{Η}1}({\rm T}{}_0)-\alpha {}_{V{\rm T}}{\rm T}{}_0(5)$

式中:VZTC是当输出管工作在零温漂点的偏置电压。将式 (5) 代入式 (4) 就可以得到一个基本与温度无关的基准电流源。

IREF=IZTC= (Cox/2) (W1/L1) μn (T0) (αVTT0) 2 (6)

式中:IZTC是当输出管工作在零温漂点的基准电流。

图2给出在不同的温度下, 输出管M1的漏电流随栅电压变化的特征曲线, 结果表明在CSMC 0.5 μm CMOS工艺中, 输出管M1的零温漂点为 (IZTC=215.4 μA, VZTC=1.244 4 V) 。

现在需要得到一个偏置电压VREF。VREF不但要与温度无关, 而且必须等于VZTC, 使得输出管M1工作在零温漂点 (ZTC) , 产生一个与温度无关的基准电流IREF。这个偏置电压可以通过下述的二阶补偿的低压带隙基准电路得到。

2 二阶补偿的低压带隙基准电路

2.1 低压带隙基准电路

传统带隙基准源设计的基本思想是选择适当的系数, 将具有正温度特性的热电压VT与具有负温度特性的双极型晶体管的VBE相加, 从而得到一个与温度无关的近似输出[6], 但在低压情况下, 这种模式的带隙基准电路将受到限制。文献[7]给出一种电流模式, 采用电阻分压得到的一个低压的带隙基准电路。如图3所示, 该电路将正温度系数和负温度系数两电流之和通过电流镜镜像到输出端, 得到基本与温度无关的基准电压。

调整R1的阻值使Va和Vb分别大于0.6 V, 晶体管工作在指数区, 同时利用R2B1, R2B2及R2A1, R2A2, 进行分压, 得到较小电压的Vc和Vd作为运放的输入电平。其中R2B1=R2A1, R2B2=R2A2, 所以Va=Vb, Vc=Vd。可以推导出图3中带隙基准输出电压VREF:

$V{}_{\text{R}\text{E}\text{F}}=\frac{R{}_3}{R{}_{2\text{A}1}+R{}_{2\text{A}2}}\left(V{}_{\text{E}\text{B}1}+\frac{R{}_{2\text{A}1}+R{}_{2\text{A}2}}{R{}_1}V{}_{{\rm T}}\ln {\rm N}\right)(7)$

2.2 二阶温度补偿

由文献[8]可知, 双极型晶体管的VBE并不是随着温度线性变化的, 其温度特性可表示为:

$\begin{array}{l}V{}_{\text{B}\text{E}}({\rm T})=V{}_{\text{B}\text{G}0}-({\rm T}/{\rm T}{}_0)(V{}_{\text{B}\text{G}0}-V{}_{\text{B}\text{E}0})-\\ (\eta -\alpha )V{}_{{\rm T}}\ln ({\rm T}/{\rm T}{}_0)(8)\end{array}$

式中:VBG0是在温度为0 K时外推而得到的PN结二极管电压;T是绝对温度;T0是参考温度;VBE0是在温度为T0时的发射结电压;η是与工艺有关且与温度无关的常数;α的值与集电极电流Ic的温度特性有关 (当Ic与温度成正比, 即PTAT电流时, α=1;当Ic是与温度无关的电流时, α=0) 。

文献[9]运用这个原理对电路进行了二阶温度补偿, 但在低电源电压的情况下, 文献[8]中的电路将受到限制。在此将这种二阶温度补偿的方法运用到图3的带隙基准电路中, 改进后的电路图如图4所示。

从图4可以发现若将VBE3与VBE1相减可得到随温度非线性变化的电压项:

$V{}_{\text{Ν}\text{L}}({\rm T})⧋V{}_{\text{E}\text{B}3}-V{}_{\text{E}\text{B}1}=V{}_{{\rm T}}\ln ({\rm T}/{\rm T}{}_0)(9)$

当R4=R5时:

$V{}_{\text{R}\text{E}\text{F}}=R{}_3\left(\frac{V{}_{\text{B}\text{E}1}}{R{}_{2\text{A}1}+R{}_{2\text{A}2}}+\frac{V{}_{{\rm T}}\ln {\rm N}}{R{}_1}+\frac{V{}_{{\rm T}}\ln {\rm T}/{\rm T}{}_0}{R{}_4}\right)(10)$

3 基准电流源的整体电路

图5为基准电流源的整体电路, 由二阶补偿的低压带隙基准电路得到VREF接到输出管M1的栅端, 从而产生一个零温漂的基准电流源。为了提高对电源噪声的抑制能力, 带隙基准电路中运算放大器的输入管使用PMOS的差动对[10], 由于是两级的运放, 所以有必要加一个电容进行补偿。

4 测试结果及分析

基于CSMC 0.5 μm CMOS工艺, 对上述电路进行流片, 电路的显微照片如图6所示。

在温度范围为-40～125 ℃, 电源电压为2 V的条件下, 分别得到了偏置电压, VREF和基准电流源, IREF的温度特性曲线。图7为偏置电压的温度特性曲线, 可以看出偏置电压在1.244 4±0.000 4 V的范围内变化;图8为基准电流的温度特性曲线, 可以看出在上述偏置电压的变化范围内, 基准电流仅有0.3 μA的偏差, 温度系数为8.1 ppm/℃。在2 V的电源电压下, 整个电路的功耗为0.45 mV, 电路的功耗主要来自输出管M4, 通过减小输出管的尺寸, 可减小基准电流, 同时也减少了电路的功耗。

5 结 语

这里设计了一种低温漂低电源电压的基准电流源。通过设置输出管偏置电压VREF, , 使得输出管的阈值电压和迁移率随温度的变化率相互补偿, 以降低温度系数。通过流片验证得该基准电流源的温度系数的温度系数为8.1 ppm/℃。该电路已经应用于12位的sigma-delta ADC中, 其在很多模拟及混合系统中都有极其广泛的应用。

摘要：设计一种低电压低温漂的基准电流源。首先通过带隙基准电路得到一个基准电压VREF, 对输出管进行温度补偿。电压VREF接到一个NMOS输出管的栅极上, 调节VREF使得这个输出管工作在零温漂区。这时输出管的阈值电压和迁移率随温度的变化率相互补偿, 从而产生一个与温度无关的基准电流IREF。电路采用CSMC 0.5μm DPTM CMOS工艺制造。通过流片验证, 该电路输出管的零温漂点为 (IZTC=215.4μA, VZTC=1.244 4 V) , 在-45+125℃的范围内温度系数为8.1 ppm/℃, 在2 V的电源电压下整个电路的功耗仅为0.45 mW。

关键词：基准电流源,带隙基准源,CMOS,低温漂,低电压

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一种低温漂带隙基准电压源设计 篇6

基准电压源在各种电路系统中扮演着重要的角色, 其电压稳定性、温度特性、抗噪声能力等直接影响系统的性能和精度。在众多的基准源中, 带隙基准电压源由于其高精度、温漂低、高电源抑制比等优点在ADC、 DAC、振荡器等电路中得到广泛应用。本文主要设计了一种适用于开关电源的带隙基准电压源, 并对其进行了分析和验证。

1 带隙基准电压源电路的分析与设计

本文设计的带隙基准电压源电路如图1 所示, 由MOS晶体管M0~M6, 电阻R0、 R1及运算放大器组成。晶体管Q0 由n个并列的晶体管单元, 而Q1 是一个单晶体管单元。运算放大器采用了一个密勒补偿两级运算放大器。

M0、 M1 和M2 构成镜像电流源, 理想情况下, 运算放大器具有很高的增益, 通过反馈环路保证A点与B点电压相等, 我们可以得到:

2 仿真与分析

为了验证所设计的带隙基准电压源电路, 本文采用了中芯国际 (SIMC) 0.18CMOS工艺对该电路进行了仿真验证, 仿真结果显示, 在-40~85 范围内, 输出带隙基准电压的温度系数为2.46x 10-6/℃。

3 结论

本文设计了一种带隙基准电压源, 采用密勒补偿的两级运算放大器, 并且该带隙基准电压源已经应用于一种DC-DC转换器电路中, 性能很好。

摘要：本文设计了一种适用于DC—DC转换器的带隙基准电压源, 在0.18μm的SI MC工艺下, 采用Cadence Spectre对电路进行仿真分析。结果表明, 在5V的电源电压下, 基准输出电压为1.214 V, 在-40+85℃范围内, 基准电压的温度系数为2.46x 10-6/℃。

关键词：低温漂,温度系数,带隙基准,DC-DC转换器

参考文献

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CMOS基准电压源 篇7

1 曲率补偿方法

1.1 晶体管基射极电压VBE的温度特性

双极型晶体管通常被用来实现带隙基准电压源,当BJT工作在线性放大区时,BE结电压的表达式为:

从式(1)可知,VTln T显示出VBE的高阶温度非线性项。当在T0点进行泰勒展开时,VTln T可以表示为:

一阶温度补偿涉及到抵消温度T的一次项,而高阶温度补偿涉及到抵消温度T的高次项。因此,高阶温度补偿不能仅仅通过传统的线性补偿来实现。

1.2 指数曲率补偿的原理[1]

本文提出的曲率补偿技术如图1所示,它由晶体管NV14和NV15组成,补偿电流ICOMP注入到节点B,此时基准电压可以表示为:

其中,ICOMP=βIS,而IS由BE结短接的NPN晶体管NV14形成。IS可以表示为:

双极型晶体管的电流放大倍数β是一个与温度成指数关系的函数,它可以表示为:

结合式(4)、式(5)得:

令并利用指数函数的泰勒展开式,则ICOMP可以表示为:

结合式(3)和式(7)可得:

2 电路实现原理

本文提出的指数曲率补偿带隙基准电压源的整体电路原理分三部分:

(1)启动过程

电路刚上电时,C点没有电流流出,因此基准不工作,基准输出电压VREF=0,晶体管NV6截止。由于晶体管NV9、NV10的钳位作用,使得D点电压为2VBE,因此NV7导通,E点的电位被拉低,使得PL2导通。这样启动电路会给基准核心灌入一股电流ISTART,使得基准核心电路摆脱零工作状态的简并点。此时VREF正常工作,NV6导通,晶体管NV10的基极F点的电位升高,D点的电位降低,使得NV7截止,从而给基准核心电路提供一个恒定持续的启动电流。

(2)一阶补偿基准核心

如图1所示,PL5、PL6、PL7为威尔逊电流源并与NV1、NV2、NV3、R0、R1以及Trimming修条电阻组成基准核心电路。其中NV12起到预调整的作用,它可以使得H点的电位更加稳定;NV18与R12形成过流保护电路,当电路正常工作时,NV18处于截止态;RT11~RT34为trimming修条电阻可以提高流片后基准源的精度;NV5、NV4、NV16、NV17和电阻R12一起形成反相电压放大电路,与基准核心一起组成负反馈回路,以产生稳定的基准电压;NV11为米勒补偿电容,在A点产生一个低频主极点,从而保证整个环路的稳定。

3 实验结果与讨论

本文提出的基准电压源,使用商用0.5μm Bipolar工艺模型进行仿真验证。基准输出电压分别在4.5 V、1 0 V、35 V的电源电压下,温度从-40℃~+135℃变化时,最小仅产生0.12%的变化,如图2所示。在4.5 V的电源电压下,温度系数仅为6.9 ppm/℃;在电源电压从4.5 V变化到35 V时,温度分别为-40℃、25℃、135℃,而基准输出电压的最大波动也仅为3 m V左右,如图3所示。当电源电压为35 V时,电源电压抑制比可以高达92 d B,其电路版图如图4所示。

本文设计、验证了一种高阶指数曲率补偿带隙基准电压源。利用反向饱和电流IS和β参数的正温度特性,产生正温度系数的PTAT电流,以补偿二阶指数曲率。在电源电压4.5 V、温度从-40℃~+135℃变化时,达到6.9 ppm/℃的温度系数。如图5所示,在电源电压从4.5 V~35 V变化时,PSRR均高于80 d B,并且在35 V的电源电压下,PSRR高达92 d B。因此,该带隙基准电压源,可以广泛应用于宽电源电压范围的电源管理IC电路中。

摘要：提出了一种利用简单结构实现高阶指数曲率补偿和高电源电压抑制比的带隙基准电压源。利用正温度系数的反向饱和电流IS和双极型晶体管正向导通时的电流增益β以及Trimming修条电阻实现温度补偿,同时采用Wilson电流镜和电压负反馈技术来提高PSRR。仿真结果表明,该基准电压源达到了6.9 ppm/℃的温度系数,低频时PSRR最高达92 dB和39.3 ppm/V的线性调整率。

关键词：指数曲率补偿,温度系数,电源电压抑制比,Wilson电流镜

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