高输入电压

高输入电压（精选六篇）

高输入电压 篇1

辅助电源是任何能量变换装置的心脏, 包括变频器、斩波器、不间断电源、有源滤波器件等电力电子变流系统, 它为所有模数控制及其驱动电路提供电源, 一般其输入电压在200~1200 V之间, 输出电压范围为3.3~48 V, 额定功率通常小于100 W[1]。随着技术的进步, 对辅助电源的要求也越来越高, 包括高效率、高功率密度和小尺寸及应用于高输入电压场合。中高压、大容量电力电子变流系统的辅助电源就近功率单元布置并采用柜体内直流母线作为其输入, 在很大程度上简化了变流系统二次线路连接, 降低了对二次线路的绝缘要求, 减小了二次线路受其他功率单元电磁干扰的影响, 有利于整个变流器系统的模块化、标准化, 能提高系统可维护性, 但上述方案的实现需要高电压宽范围输入的辅助电源[2]。

相比其他拓扑, 反激和正激DC/DC变换器具有输入/输出电气隔离、安全可靠性等优势, 现广泛应用于各种辅助电源中[3,4,5]。相比正激变换器, 反激型DC/DC变换器结构简单, 成本低廉[6]。单管反激电路主开关的电压应力大[7], 若增加RCD吸收电路, 则效率不高[8,9,10]。双管反激变换器的主开关电压应力仅为输入电压, 并且漏感能量回馈到输入侧, 无需增加任何吸收, 非常适合高输入电压、较高性能要求的场合[11,12,13]。单管或双管反激辅助电源, 其启动方式一般是输入电压通过启动电阻给PWM芯片相应电容预充电, 来实现PWM芯片自启动, 此后由辅助绕组为其提供工作电源。对于高电压输入的辅助电源, 电源正常工作后应能自动切除启动支路, 以降低启动损耗。PWM芯片自启动后, 辅助绕组若能及时建立电压为PWM芯片供电, 则辅助电源启动成功。

高电压宽范围输入的双管反激式辅助电源自激启动是否成功, 决定了依其提供控制电压的变流系统能否运行, 但现有文献鲜有研究。基于此, 本文对此类辅助电源自激启动过程展开研究。

本文分析了辅助电源启动原理;推导了辅助电源启动相关公式, 包括启动过程中输出绕组电压及辅助绕组电压;提出了辅助电源自激启动条件;确定了影响辅助电源自激启动的主要因素。最后, 基于PSPICE对建立的双管反激电路进行了仿真分析, 并在设计的300~2 500 V输入、24 V输出的双管反激辅助电源样机中进行实验验证。

1 辅助电源自激启动原理

辅助电源一般采用PWM芯片来控制开关管通断, 通过电压或电流反馈来调节占空比的大小, 实现输出电压稳定目的。基于图1所示电路, 对于高电压宽范围输入双管反激式辅助电源启动过程进行分析。

图1所示电路主要由高频变压器T1、驱动变压器T2、PWM控制芯片UC3844、储能电容C1、输出滤波电容C2、启动电阻RST、RT、检测电阻RSENSE、负载电阻RL、二极管VD1—VD5和开关管VT1、VT2、VT3组成。变压器T1原边输入绕组为NP, 绕组电感为LP, T1副边输出分别为输出绕组NS和辅助绕组NF, 绕组电感分别为LS和LF;变压器T2输入为PWM驱动脉冲, 而输出分别为PWM1和PWM2驱动脉冲。图中, Udc (in) 为辅助电源输入电压, Uout为输出电压, βUout (0<β<1) 为输出反馈电压, UAUX为辅助绕组电压, UCC为芯片UC3844电源电压。

辅助电源启动原理如下:直流输入电压Udc (in) 通过电阻RT为MOS管VT1栅极供电, 当VT1栅-源极电压大于其开通阈值电压时, 开关管VT1开通;当VT1开通后, Udc (in) 通过电阻RST (RST垲RT) 、开关管VT1给电容C1充电。UCC为电容C1电压, 也作为芯片UC3844电源电压, 当UCC电压大于芯片启动电压时, 芯片开始输出PWM脉冲来驱动开关管VT2、VT3, 与此同时, 辅助绕组开始建立电压UAUX, 当电压UAUX大于电压UCC与二极管VD3导通压降之和时, 电压UAUX就能为电容C1充电;当VT1栅-源电压小于其开通阈值电压时, 开关管VT1关闭。由于图1中两稳压管稳压值相同, 则电源正常工作时, 开关管VT1栅-源电压为零, 即电源正常工作后RST支路将自动断开。对于低电压小范围输入辅助电源, 一般不设置电阻RT启动支路, 以降低成本, 但对于高电压宽范围输入自激辅助电源, 由于输入电压较低时需保证电源正常启动工作, 电阻RST不能设置太大, 但当输入电压较高时, 小阻值的RST损耗将很大, 因此电源工作时需将启动支路RST自动切除, 以降低电源启动损耗。此外, 辅助电源为降低损耗, 一般仅通过RST支路无法为芯片UC3844提供正常工作所需电流, 故设置了电源自激启动后由辅助绕组为芯片供电电路, 辅助绕组能否及时提供PWM芯片工作所需电流和电压决定了辅助电源能否自激启动成功。

2 辅助电源启动相关公式

为进一步分析辅助电源启动过程, 对辅助电源启动相关公式进行了推导。

辅助电源在输入电压范围内能否正常启动, 一般考核最小输入电压时电源能否启动成功。本文设计的高电压宽范围输入辅助电源最小输入电压Udc (in) 为300 V, PWM芯片选用ON半导体公司的UC3844芯片, 芯片内阻RUC3844约为30 kΩ, 芯片启动电压、最小工作电压分别为Uhigh和Ulow。

a.芯片UC3844电源电压UCC的计算。

其中, UCC≥Uhigh是辅助电源能启动的前提。

b.最大启动电阻RST的计算。

c.启动电流IST的计算。

由于设计的电源, 故IST可由式 (3) 近似计算。一般要求IST大于芯片最小启动电流ISTmin, 易知电阻RST越小, 电流IST越大。

d.启动时间Δt1的计算。

由式 (4) 知, Δt1与电容C1、电压Uhigh成正比, 与电流IST成反比, 式 (4) 没有考虑电容C1漏电流及芯片自身功耗。

e.启动后, 芯片工作时间Δt2的计算。

芯片在电源电压UCC≥Uhigh时, 开始工作;当UCC<Ulow时, 芯片停止工作。芯片启动后, 仅电容C1供能下芯片工作时间Δt2计算公式如下:

其中, ΔU2为U2high与U2low之差;QG为开关管栅极总电荷;fSW为开关频率;ICC为芯片工作电流;对于双管拓扑电路m=2, 对于单管拓扑电路m=1。

由于Δt2非常小, 电压Udc (in) 给电容C1充电电流IST也很小, 故式 (5) 没考虑Δt2时间内Udc (in) 给电容C1充电增加的电量。

f.Δt2时间内芯片启动次数n的计算。

由式 (5) 、 (6) 知, 启动次数n与电容C1成正比。

g.芯片启动占空比d的计算。

当芯片工作时, 误差放大器输出电压为α (2.5-βUout) , 其中α为误差放大倍数, β (0<β<1) 为输出电压反馈系数, Uout为输出电压。芯片正常工作时, 电源原边电流峰值可表示为:

此外, IP还可用式 (8) 进行计算:

由式 (7) 、 (8) 可得芯片输出占空比d见式 (9) :

由式 (9) 知, 占空比d与原边电感LP、开关频率fSW成正比, 与电阻RSENSE及输入电压Udc (in) 成反比。输出电压Uout增加时, 占空比d减小。

h.启动相关电流的计算。

电源启动相关电流主要是变压器T1副边辅助绕组电流。变压器T1原边电流IP和副边输出绕组电流IS、辅助绕组电流IF满足式 (10) 的关系。

为进一步分析变压器电流关系, 基于Co PEC开发的悬臂模型可将图1所示变压器T1简化为图2所示电路。

图中, LPS、LPF分别为变压器输入绕组与输出绕组、辅助绕组之间的漏感;LFS为变压器输出绕组与辅助绕组之间的漏感。对于悬臂模型结构变压器, 电流IP、IS、IF三者关系满足式 (11) 、 (12) 。

其中, δ=LPF/LPS。

由式 (11) 、 (12) 知, 输出绕组及辅助绕组电流与变压器原边电流成正比。

i.启动相关电压的计算。

电源启动相关电压主要为变压器T1副边输出绕组电压Uout和辅助绕组电压UAUX。辅助电源为尽快启动, 在启动过程中, 可认为其工作于连续模式, 以下的分析推导也是基于电源工作于连续模式下进行。

辅助绕组在开关管导通n次后建立的电压UC3 (n) 计算公式如下:

由式 (12) 、 (13) 知, 电压UC3 (n) 与峰值电流IP、电容C1成正比, 与电容C3成反比, 随着占空比d的增加而增加。

输出绕组在开关管导通n次后建立的电压UC2 (n) 计算公式如下:

由式 (11) 、 (14) 可知, 开关管导通n次后, 当电阻RL、电容C1、电流IP或占空比d增加时, 电压UC2 (n) 增加;当电容C2增加时, 电压UC2 (n) 减小。

3 辅助电源启动条件

辅助电源启动过程示意图如图3所示, 图中UCC为UC3844芯片电源电压, 而UAUX、Uout分别为辅助绕组电压、输出绕组电压。

图3中, Uhigh为芯片启动电压;Ulow为芯片工作最小电压;Δt1=t1-t0为辅助电源第一次启动时间;Δt2=t2-t1为电容C1供能下芯片工作时间, t2为辅助绕组开始为芯片供能时刻, Δt2也即辅助绕组建压时间;Δt3=t3-t1为输出绕组建压时间。为确保辅助电源启动成功, 要求Δt2=t2-t1尽量小, 裕度γ尽量大[2]。

辅助电源要成功建压, 需满足以下3个条件。

a.辅助绕组为PWM芯片所提供的电流不小于芯片工作电源和齐纳电流ICC+IZ, 即需满足式 (15) 。

b.开关管开通n次后辅助绕组电压建立的电压UC3 (n) 不小于PWM芯片最小工作电压Ulow与二极管VD3正向压降UD3之和, 为确保启动成功, 一般留一定裕度γ, 如式 (16) 所示。

c.PWM芯片电源电压UCC≥Uhigh是辅助电源能启动的前提。

4 辅助电源启动仿真及分析

为了验证上述结论, 基于PSPICE仿真软件, 搭建图1所示双管反激电路仿真模型, 在有辅助绕组、无辅助绕组、启动电阻RST增加及电容C1增加4种情况下进行仿真分析, 图4 (a) — (d) 分别为其相应的仿真波形, 其他仿真情况见表1。

图4中, UPWM_IC、UCC波形分别为芯片UC3844输出驱动电压、电源电压, Uout波形为输出绕组在电源启动过程中建立的电压, UAUX波形为辅助绕组在电源启动过程中建立的电压。从图4 (a) 中可看出, 84 ms后输出绕组电压Uout波形平稳, 辅助电源启动成功, 启动时间为83.15 ms, 输出绕组建压时间为0.85 ms, 辅助绕组为芯片供电时间为2.7 ms, 相关参数见表1序号1所示。从图4 (b) 中UPWM_IC波形知, 其开通一段时间后关闭, 辅助电源启动失败。因为仅通过启动电阻所能提供的电流约为2 mA, 不够UC3844芯片工作所需电流 (最大17 mA) , 当芯片电源电压UCC低于工作最小电压Ulow时, 芯片关闭输出, 启动失败。相比图4 (a) 参数, 图4 (c) 为启动电阻RST由100 kΩ增加到120 kΩ时, 辅助电源启动过程。从图4 (c) 所示波形可知, 芯片启动时间为100 ms, Uhigh=16.6 V, 相比图4 (a) 所示波形, 其启动时间增加近17 ms。原因分析:由于启动电阻增加, 则通过启动电阻到电容C1充电电流减少, 由式 (4) 知, 要充电到同样的电压, 所需充电时间将增加, 从而增加了电源启动时间。根据表1序号7参数, 由式 (3) 知, 启动电流由约2 m A减少到约1.67 m A (注意PSPICE模型没考虑UC3844内阻) , 进而由式 (4) 知启动时间由约83 ms增加到约100 ms, 但没考虑UC3844芯片UCC引脚电压从0上升到Uhigh过程中芯片本身及电容C1消耗。相比图4 (a) 参数, 图4 (d) 为电容C1由10μF增加至15μF时, 辅助电源启动过程。从图4 (d) 中可以看出芯片启动时间为124.5 ms, 见表1序号8参数。由式 (4) 知, 芯片启动时间计算值约为124.5 ms, 仿真值与计算值一致。

此外, 对影响辅助电源启动的其他主要因素也进行了仿真, 结果如表1所示。

根据表1对辅助电源启动影响因素进一步分析如下:对比序号1与序号2 (辅助绕组断开) 知, 序号2方案启动失败, 原因为仅依靠启动电阻供电无法满足PWM芯片正常工作;对比序号1与序号3、序号9知, 变压器原边电感LP或检测电阻RSENSE增加, 输出绕组建压时间增加而辅助绕组供电时间缩短, 原因为原边电感LP增加或电阻RSENSE增加时, 由式 (7) 、 (8) 知电流IP减小, 则由式 (14) 知输出绕组建立电压UC2 (n) 将变小, 由式 (9) 知若UC2 (n) 降低则占空比d增加, 进而由式 (13) 知辅助绕组电压将升高, 从而建压时间缩短;对比序号1与序号4知, 辅助电容C3减小可以减少辅助绕组建压时间, 原因见式 (13) ;对比序号1与序号5知, 电容C2减小, 输出绕组建压时间缩短, 原因见式 (14) , 但辅助绕组建压时间稍有所增加, 进而由式 (9) 知占空比d减少, 则辅助绕组建压时间增加, 见式 (13) ;对比序号1与序号6知, 电阻RL减小, 辅助绕组供电时间缩短, 因为由式 (14) 知, 电阻RL减小, 则输出电压减小, 进而由式 (9) 知占空比d增加, 则辅助绕组建压变快, 建压时间减少, 见式 (13) ;对比序号1与序号7知, 启动电阻增加, 芯片启动时间大幅增加, 见式 (3) 、 (4) ;对比序号1与序号8知, 电容C1增加, 启动及辅助绕组建压时间增加, 输出绕组建压时间减少, 芯片启动时间增加原因见式 (4) , 电容C1增加, 则仅靠该电容给芯片供电时间增加, 导致辅助绕组建压后给电容C1供电时间增加, 电容C1增加, 由式 (14) 知输出绕组电压增加, 即建压时间减少;对比序号1与序号10知, 当输入电压降低时, 启动时间快速增加, 原因见式 (3) 、 (4) , 序号10启动失败。

5 辅助电源启动实验验证及分析

为进一步验证上述结论, 在设计的300~2500 V输入、24 V输出、额定功率为50 W的双管反激原理样机装置中对影响辅助电源启动的主要因素进行了实验验证, 原理样机电路图如图1所示, 开关管VT2、VT3驱动方式采用带耦合电感的变压器隔离驱动。图5给出了输入电压为2.60 kV (留出安全裕度) 、负载为50 W时, 辅助电源实验波形。

图5中, Udc (in) 为辅助电源输入电压;UVT2、UVT3分别为开关管VT2、VT3漏-源极电压;Ugs2为开关管VT3栅-源极电压。从图中可以看出双管反激辅助电源在满载情况下能正常启动工作。

下面进一步对影响辅助电源启动的主要因素进行实验研究。文中主要给出了有辅助绕组、无辅助绕组、电容C1减少、原边电感LP增加4种情况下的辅助电源启动过程波形, 分别如图6—9所示, 其中 (b) 图为 (a) 图中椭圆形区域放大图。

a.有辅助绕组情况下, 辅助电源启动过程。

从图6 (a) 中可以看出, 辅助电源成功启动, 电压Uout、UCC在时刻t3后平稳, 具体参数见表2中序号1。为了确保可靠启动, 辅助绕组起作用点 (时刻t2) 和芯片最小工作电压Ulow之间必须有足够的裕度γ, 如图6 (b) 所示。输入电压Udc (in) 通过启动电阻RST给电容C1充电, 使芯片电源电压UCC (即辅助绕组电压) 从零近似直线上升到启动电压Uhigh, 由图6 (a) 知Uhigh为15.4 V。当电压UCC达到Uhigh时, 芯片开始输出UPWM_IC驱动波形, UPWM_IC驱动脉冲通过变压器T2驱动辅助电源开关管VT2、VT3, 此后输出绕组开始建立电压, 见图6中Uout波形。由图6 (a) 知芯片电源电压UCC从0 V充电到Uhigh需1.64 s, 此后芯片启动工作, 辅助绕组开始为芯片供电的时间为芯片启动后约24 ms, 输出绕组建压时间为芯片启动后约43.6 ms。芯片UC3844内阻约为30 kΩ, 考虑到反馈、稳压管等并联电路, 估算UC3844等效电阻约为15 kΩ。由表2中序号1参数及式 (3) 可以计算芯片启动电流IST约为2 m A, 进而根据式 (4) 可得芯片第一次启动时间约为1.53 s。启动时间计算值与实测值1.64 s基本相符, 说明了辅助电源启动时间近似计算方法正确。计算值与实测值有误差原因在于计算值没有考虑芯片启动前自身消耗及电容C1漏电流。

b.无辅助绕组情况下, 辅助电源启动过程。

从图7 (a) 中可以看出, 输出绕组没有建立稳定的电压, 启动失败。由图7 (b) 可知, 当电压UCC>Uhigh时, 芯片开始启动输出UPWM_IC驱动脉冲;当UCC<Ulow时, 芯片关闭输出。由实验结果可知, 仅通过启动电阻无法为芯片提供工作所需电流。芯片UC3844电源电流和齐纳电流最大值 (ICC+IZ) 为30 m A, 由式 (3) 、 (4) 及序号3参数知, 芯片启动后仅靠电容C1供能下芯片工作时间Δt1为37.3 ms, 与实测值37.2 ms (即图中t2-t1) 一致, 同理可计算芯片第二次启动时间约为454 ms, 与第二次启动时间实测值460 ms (即图中t4-t2) 相近。

c.电容C1减少时, 辅助电源启动过程。

从图8 (a) 中可以看出, 输出绕组没有建立稳定电压, 启动失败, 原因在于电容C1过小, 储存的能量不足以确保电源启动工作。电容C1储能小, 则开关管导通次数n减少, 见式 (6) , 辅助绕组在有限的开关管导通次数中无法建立起足够高的电压及时为芯片供电。从图8 (b) 中可以看出, 辅助绕组工作点与芯片最小工作电压Ulow的裕度γ几乎为0, 一旦UCC<Ulow, 芯片将关闭输出, 导致启动失败。因此, 辅助电源要启动成功, 电容C1必须能为芯片提供足够长时间工作所需能量以确保辅助绕组建压并及时给电容C1供电。

d.电感LP增加时, 辅助电源启动过程。

从图9 (a) 中可以看出, 辅助电源快速启动成功, 电压Uout在时刻t3后平稳, 辅助绕组建压时间约为0.5 s, 辅助绕组工作点与芯片最小工作电压Ulow之间的裕度γ也很大, 如图9 (b) 所示。相比序号8, 电感LP增加后辅助绕组建压如此迅速是因为变压器绕组之间的漏感LPS、LPF改变所引起的, 见式 (11) 、 (12) , 即输出绕组及辅助绕组电流分配权重改变, 使得辅助绕组电流增加明显, 从而辅助绕组建压时间大幅减少。

此外, 对影响辅助电源启动的其他主要因素也进行了实验, 结果如表2所示。

表2中, 对比序号1与序号2知, 启动电阻RST减小, UC3844芯片建压时间缩短, 原因见式 (3) ;对比序号1与序号4知, 电容C1减少, 电源启动时间减少, 从而辅助绕组建压时间减少;对比序号2与序号3知, 序号3辅助绕组断开, 启动失败;对比序号4与序号5可知, 检测电阻RSENSE减小, 辅助绕组建压时间增加, 输出绕组建压时间减少;对比序号5、6、7可知, 随着电阻RL的增加, 输出绕组建压时间稍微缩短, 原因见式 (14) ;对比序号6与序号8可知, 输入电压升高, 启动时间Δt1快速减少, 输出绕组建压时间减少而辅助绕组建压时间有些许增加, 是因为输入电压增加, 启动前电容C1充电电流增加, 由式 (4) 知启动时间减少, 输入电压增加, 由式 (8) 、 (14) 知输出绕组建压快速增加, 若输出绕组电压增加, 由式 (9) 知占空比d将减少, 可由式 (13) 知辅助绕组建压时间增加;对比序号8与序号9知, 输出绕组滤波电容C2增加, 输出绕组建压时间增加, 而辅助绕组建压时间减少, 电容C2增加, 输出绕组建压时间增加, 原因见式 (14) , 则由式 (9) 知占空比d增加, 进而由式 (13) 知辅助绕组电压增加, 从而辅助绕组建压时间减少;对比序号8与序号10可知, 原边电感LP增加, 输出绕组建压时间有所增加, 但辅助绕组建压时间却大幅减少。

6 结论

a.分析了高电压宽范围输入辅助电源自激启动原理, 推导了辅助电源启动相关公式, 在此基础上, 给出了辅助电源自激启动条件;

b.确定了影响辅助电源启动的因素主要为启动电阻、原边电感、原边检测电阻、输出绕组电容、辅助绕组电容、芯片启动储能电容和负载, 在此基础上给出了影响辅助电源启动的相关结论;

c.分别基于PSPICE仿真软件和设计的300~2 500 V直流输入、24 V输出双管反激辅助电源样机, 对影响辅助电源启动的各种因素进行了仿真和实验验证, 结果均证明了理论分析的正确性。

摘要：分析了辅助电源自激启动原理, 推导了辅助电源启动相关公式, 给出了辅助电源自激启动条件, 确定了影响辅助电源启动的主要因素为启动电阻、启动电容、变压器原边电感、变压器原边检测电阻、输出电容和辅助电容及负载, 并得出以下结论:原边电感或原边检测电阻或输出电容增加时, 电源输出绕组建压时间增加而辅助绕组建压和供电时间减少;启动电容增加时, 电源启动时间和辅助绕组建压时间增加而输出绕组建压时间减少;负载增加时, 辅助绕组供电时间和输出绕组建压时间均减少。分别基于PSPICE仿真软件和3002 500 V输入、24 V输出的双管反激辅助电源样机对影响辅助电源启动的主要因素进行了仿真和实验验证, 结果表明上述结论正确。

矿用超宽输入电压范围电源设计 篇2

目前矿用隔爆兼本质安全型电源[1,2]主要分为两类:①可以输入单一电压等级的隔爆兼本质安全型电源,其对应的输入电压为AC80~260V,使用范围有限[3];②可以输入多种电压等级的隔爆兼本质安全型电源,其输入电压等级分别为AC127/220/380/660V,应用较广泛[4]。第二类电源采用工频变压器加抽头方式实现非本质安全电路与本质安全电路的隔离及多级输入电压等级的转换。由于工频变压器体积较大,使得电源的体积增大,导致电源箱的重量和成本增加[5]。该种电源在切换电压等级时,不仅要根据电压等级更换相应等级的保险丝,而且要保证切换抽头时输入电压等级与变压器电压抽头等级相对应,否则会造成电源故障,如烧毁保险丝、损坏后级电路等。另外,井下电源箱经常更换安装位置,而该类电源箱体积大、抽头多,安装和维护繁琐[6]。设计一款矿用超宽输入电压范围电源可解决上述问题。在超宽输入电压范围电源设计方面,参考文献[7]介绍了一种基于电流模式控制芯片L6565实现的AC65~465V超宽输入电压范围准谐振反激式开关电源。参考文献[8]介绍了一种利用电流控制型芯片OB2269实现DC300~1 000V超宽输入电压范围的反激电源。参考文献[9]采用双管反激拓扑结构设计了一款DC300~2 500V输入、24V输出的辅助电源样机。参考文献[10]介绍了一款输入范围为AC120~850V、具有自主变频功能的开关电源。上述电源均采用反激拓扑结构,容易导致开关管因承受高压而被击穿。

本文提出一种矿用超宽输入电压范围电源设计方案。该电源结合Buck拓扑与反激拓扑,实现了超宽输入电压的变换和非本质安全电路与本质安全电路之间的隔离。

1 电源设计方案

矿用超宽输入电压范围电源主要包括保护电路、Buck电路、反激电路和安全栅电路,如图1所示。其中Buck电路具有降压功能,避免了采用反激拓扑带来的开关管高耐压问题[11]。反激电路可解决矿用电源间的隔离问题,同时降低电源开发成本[12]。

超宽输入电压范围电源设计思路:在Buck电路中需要将AC80~900V宽输入电压分为高、低端电压进行电压转换,在输入低端电压时Buck电路不做降压转换,即输出的直流电压等于输入直流电压;而在输入高端电压时Buck电路将输入高压值转换为DC300V左右。通过Buck电路转换后,反激电路的输入电压约为DC75~320V,属于常规的反激电路输入电压范围。安全栅电路较成熟,本文不再进行介绍,重点介绍Buck电路及其外围保护电路和安全措施。

1.1 保护电路

雷击、大型设备的启停等都会导致井下电网产生过电压,容易使供电设备的电源损坏,甚至有些设备因电气性能指标被破坏而不能满足矿用安全性能要求。设计保护电路是保证电源安全性的必要措施。保护电路设计思路:设定交流输入电压超过最高输入电压的5%时,关闭输出电压;交流输入电压超过最高输入电压的20%时,使输入端与后续电路完全处于断路状态。保护电路如图2所示,其中L和N为交流输入端,VIN为直流输入电压,VCC为Buck电路控制芯片的工作电压。一次性保护电路原理:当交流输入电压有效值超过1 100V时,热敏电阻ZNR1导通,导致F1保险丝过流熔断,从而保护后续电路。可恢复的保护电路原理:将交流输入电压转换为直流电压并检测直流电压值,当直流电压值超过DC1 300V即交流有效值为930V时,误差放大器U1导通,使控制芯片电压VCC降低,从而关闭输出;当直流电压值低于DC1 300V时,误差放大器U1截止,控制芯片电压VCC输出正常,从而恢复电源输出。

1.2 Buck电路

Buck电路如图3所示。该电路主要包括辅助电源、控制单元和Buck变换单元。辅助电源为图3虚线框内电路,由启动电路、耦合辅助电源和外部供电电源组成,为控制芯片U3提供稳定的15 V电压。控制单元由控制芯片U3及其外围电路组成。控制芯片采用UCC28C42,其静态功耗小,启动电流低至50μA,工作电流为2.3 mA。稳压管VR1、VR2,电阻R10、R11和光耦U2组成电压反馈电路,实现对输出电压的控制:当输出电压大于300V时,光耦U2导通,控制芯片U3的管脚COMP电压降低,导致U3管脚O/P输出的脉冲占空比减小,反之管脚O/P输出的脉冲占空比增加。为了减少电源开关损耗,由电阻R12、R13,三极管Q2、Q3等组成图腾柱式驱动电路,实现了以较小的控制电流高速驱动MOS管Q4。过流保护电路由U3,电阻R7、R15和电容C2组成。当电阻R15上的电压大于1 V时,U3将停止输出触发脉冲,使开关管截止,从而实现过流保护功能。电源振荡器的频率f由R8和C4决定,f=1.8/(R8C4)。Buck变换单元由MOS管Q4、续流二极管D4、电感L1和电容C9构成。

1.3 安全措施

1.3.1 出于安全考虑的电路设计

矿用超宽输入电压范围电源采用两级变换设计,当Buck电路中的Q4出现人为短路故障或其他原因引起的短路故障时,输入高压会直接加载在反激电路的输入端,影响后续电路的安全性。若电源中的某个部件温度大于150℃,也会影响电源的安全性。为解决上述问题,增加了如图4所示的保护电路。其中温度保险丝F2用于解决电源部件过热问题,与Buck电路中发热量最大的Q4紧贴,当Q4温度超过95℃时,F2将交流输入电源与后续电路直接断开,从而保证电源的安全性。为解决Buck电路输出过压问题,增加了一级过压保护电路,即在正常条件下Buck电路的输出电压不会超过DC310V,晶闸管SCR1不触发,而一旦出现故障,输出电压超过DC360V时,将触发SCR1导通,F3保险丝熔断,从而保护后续电路。

1.3.2 反激电路隔离变压器设计

为保证电源的安全性,在设计反激电路中的变压器时要考虑3点:①需在变压器输入、输出绕组间增加接地铜箔,铜箔屏蔽应设置2根结构上分开的接地导线,每一根导线应能承受熔断器或断路器动作前流过的最大持续电流,并且变压器输入、输出与铜箔之间的耐压需达到2U+1 000V(不低于AC1 500V,U为额定输入电压);②输入、输出绕组间耐压需达到2U+1 000 V(不低于AC1 500 V);③输入绕组导线应能承受熔断器或断路器动作前流过的最大持续电流。

1.3.3 隔离电容设计

GB3836—2010明确规定:对于可靠布置的隔离电容器,2个串联电容器中的任一电容器都可认为会发生短路或开路故障,且该组件的电容量应取任一电容器的最不利值。因此,在满足耐压要求的基础上,在输入、输出与地之间或输入与输出之间使用的电容必须串联2个或2个以上的电容,如图5所示。

2 试验及结果分析

在50℃环境温度条件下,选取正常输入电压的高、低端对电源进行温度老化性能测试,测试结果见表1,主要为Buck电路中主要器件的温度值。

从表1可看出,在50℃环境温度条件下,Buck电路的主要器件温度均在安全范围内,且元件最高温度为79.3℃,低于温度保险丝动作温度。

在输入电压为AC900V且输出满载条件下对Buck电路中的主要器件波形进行可靠性分析,测试结果如图6所示。可看出MOS管Q4D-S间的最大电压为1.31kV,与MOS管1.5kV的耐压相比有足够的余量;续流二极管D4的最大电压为1.23kV,与二极管1.5kV的耐压相比有足够的余量;电感无饱和迹象。

表2为常用电压等级测试结果,其中Uin为输入电压,Pin为输入功率,φ为功率因数,Uout为输出电压,Pout为输出功率,η为效率,Upk为纹波电压。可看出在AC80~900V输入电压范围内,电源输出电压的精度均在0.5%以内,最大纹波电压为53mV,电源整体效率均大于63.3%。

表3为电源耐压测试及绝缘电阻测试结果。可看出电源整机的漏电流都不大于0.55mA,绝缘电阻值都不小于50 MΩ,完全满足GB3836—2010要求。

3 结语

超宽输入电压范围电源电路采用Buck拓扑与反激拓扑相结合的方式,解决了电源超宽范围输入和输入与输出隔离问题。实验结果表明,在AC80~900V输入电压波动下,电源抗输入波动能力强,输出电压稳定,纹波小,效率高,满足矿用电气设备要求。

参考文献

[1]刘亚辉,郭江涛,林引.矿用宽电压自适应防爆本质安全型电源设计[J].工矿自动化,2013,39(4):36-39.

[2]于月森,戚文艳,伍小杰.本安型大功率LED驱动电源设计与研究[J].煤炭科学技术,2013,41(1):89-93.

[3]王文清,田柏林.矿用本安直流稳压电源的设计与研究[J].煤炭科学技术,2008,36(10):61-67.

[4]朱前伟.一种新型矿用本质安全型电源的设计[J].工矿自动化,2010,36(10):21-24.

[5]于月森,谢冬莹,伍小杰.本安防爆系统与本安电源结构特点及分类探讨[J].煤炭科学技术,2012,40(3):78-82.

[6]游青山,孟小红,冉霞,等.矿井宽压输入自适应电源系统设计[J].工矿自动化,2013,39(7):11-14.

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[8]刘宁,王友欢,夏东伟.超宽输入范围反激辅助电源设计[J].电源学报,2014(5):92-96.

[9]胡亮灯,孙驰,赵治华,等.高电压宽范围输入低电压输出的DC-DC辅助电源设计[J].电工技术学报,2015(2):103-114.

[10]张文合,胡天友,郭建波,等.一种变频式的宽输入开关电源设计[J].电力电子技术,2015,49(1):74-75.

[11]吴冰,张睿彬.本安开关电源降压式变换器的仿真及应用[J].煤炭科学技术,2006,34(8):43-45.

高输入电压 篇3

故障现象:UF-1000i压力异常降低, 原始报警信息:压力异常降低。当开机或仪器休眠后启动仪器, 压缩启动滞后或者启动不了。

维修手册说明:

(1) Description

0.26Mpa pressure is lower then the guaranteed range of performance of solenoid valve over specified tim. (2) ) Method

(Device) 0.26 MPa Pressure Sensor (Timing) Every 0.1 sec.

(Judgment Condition)

Pressure is out of following range for 2 sec. continuously.

Pressure > 0.15 [MPa]

故障分析:测量压缩机输入电压为83.2V, 比正常值低 (不低于87V) 。 故而调整启动电压。

第一步:关闭电源并打开仪器后盖, 断开电源连接线, 取出电源盒, 如图1所示。

第二步:去掉电源盒上方四个黑色皮塞, 并松掉螺丝, 并去掉电源盒下方一个螺丝, 使得盒子能后翻起, 如图2所示。

第三步:按图说明调整电源 (1) , 如图3所示。

第四步:边调整边测量。

第五步:调整压缩机输入电压在87V以上即可。

宽输入电压范围多路输出变换器概述 篇4

国内外电力电子在宽范围多路输出已有很多拓扑, 常用的有反激变换器等。由于反激变换器应用很广、结构简单, 在小功率电力电子设备上应用比较广泛, 这里不再赘述。现对其他的宽范围多输出电路作一述评。

1级联电流馈电式降压推挽电路

级联电流馈电降压推挽电路 (Cascaded Current Fed Buck and Push Pull) 原理如图1所示。

两级电路拓扑由IBM公司首先启用并在当时申请了专利, 现已过了专利保护。使用两级电路结构, 增加了输入输出间调节的灵活性。第1级电路为Buck降压电路, 第2级电路为推挽电路, 通过第1级电路调节得到的输出作为第2级电路的输入。

第1级电路输出端为电感, 对第2级推挽电路来说相当于电流源。推挽电路中2个开关管连续交错开通, 由于前级电路输出相当于电流源, 允许短路, 2个开关管占空比均为51%, 存在重叠导通时间, 续流电感电流能够保持连续, 开关管承受的电压不会因为电感电流突然断流而突然变大。Buck型开关管工作的频率是推挽级开关管的2倍, 2个开关管同时导通期间, 各分担50%的输入电流。这样使开关管的开通关断损耗都大大降低, 推挽级开关管在关断期间承受的电压应力为2 V (忽略变压器漏感引起的尖峰) 。

Buck型电路基本上起了推挽级电压预调器的作用, 从而给推挽级开关管的选取带来了灵活性, 可以选取低电压的开关管, 以进一步降低开关管的导通损耗。

由于在全输入电压范围内, 推挽级电路均工作在定电压输入恒定占空比状态, 所以输出整流管的电压应力为最小即2 V。以3.3 V输出、33～80 V输入条件为例, 对整流管的电压应力和电流分配与其他拓扑进行比较, 见表1。

从表1可以看出, 同样输入输出条件下, 级联推挽电路的输出整流管平均承受最小的电压电流应力, 这样可以选取更低电压电流要求的整流管, 使整流管的损耗大大减小, 由此可使开关电源的效率提高 (在开关电源中, 输出整流管的损耗几乎占了电源总损耗的40%) 。

电流馈电级联式降压推挽电路具有非常好的输出交叉调节性能和暂态品质, 在20%负载以上时其交叉调整率在±3%以内, 所有输出端共用一个原边续流电感, 使得各输出电感归一化, 电感在原边也减小了电感的铜耗。各输出电容并联来提供必要的暂态能量, 这种拥有同一电感及并联电容的方式能够使电路具有很好的交叉调整率和暂态响应性能。

另外, 推挽级变压器工作在Ⅰ、Ⅲ象限, 磁芯利用效率高, 尺寸可以减小到单极性拓扑 (如正激) 的一半。

级联电流馈电式降压推挽电路非常适宜于宽电压范围输入、多路输出、高压输出、输出级自激同步整流的应用, 缺点是多了一级电路, 增加了控制的复杂性, 降低了整体电路的可靠性。

2耦合电感输出式双管正激电路

图2为耦合电感输出正激电路, 属于单级变换, 耦合电感输出能提高电源的交叉调整率, 在±3%以内, 可靠性较高, 但在宽输入电压范围内转换效率却要小5%左右。这是由于图中正激电路的占空比小于50%, 在宽的输入电压范围下电源工作在较低的工作点上。各耦合支路均通过耦合电感。该电路一般用于2～3路输出, 如果继续增加支路, 耦合电感的选取就会比较困难, 所以有3路以上多输出时级联电路会显示出其在交叉调整及效率上的优势。

3多路反馈控制双管调制型多输出电路

图3为脉宽调制式脉冲延迟控制方式的多输出DC/DC变换器, 这种变换器工作在固定频率下, 需有3个或3个以上的输出, 采样3个相互隔离的输出, 调制后由2个功率MOS管来实现所有输出的调节。要求控制信号必须部分重叠并满足:dddA;dd>0。这种电路有较好的电压调整率、负载调整率及交叉调整率。交叉调整率在0.5%以内。该电路能够节约成本, 在一定场合有其应用优势。但是控制方式比较复杂, 增加了应用的难度, 并在一定程度上降低了工作的可靠性。

4副边绕组可自动切换的宽范围输入电源

图4为大功率电源在宽范围输入条件下的应用电路, 变压器副边有3个绕组, 在不同的电压输入条件下通过检测电路控制继电器切换到相应的绕组。这样可以保持电路有较大的占空比, 也就有较高的转换效率, 同时使得器件的电压电流应力较没有切换绕组的情况大大减小, 在一定应用场合下有其优势。其电压输入范围可以非常大, 但这种电路有一个明显的缺点, 如果输入电压工作在切换点附近会引起绕组频繁切换。由于继电器有效切换次数的缘故, 会造成继电器过早失效, 同时继电器的引入会使电源的体积增加。

5RCD复位方式的双管正激电路

RCD复位型双管正激变换器继承了RCD复位型单管正激变换器占空比可以大于50%的优点, 克服了RCD复位型单管正激变换器开关电压应力大和励磁能量完全消耗在电阻上而使变换效率较低的缺点。RCD复位电路起到补偿复位的作用, 消耗的能量要比单管时小。与传统双管正激电路相比不同的是, 下管的电压应力要比上管的电压应力大。由于占空比可以大于50%, 其占空比调整范围宽, 整体转换效率要明显高于传统型双管正激电路。

6高频磁放大稳压的多输出电源

利用高频磁放大器稳压的多路输出电源是一种完全利用磁放大器稳压技术设计的多路输出稳压电源 (图5) 。

此电源前级为双变压器自激功率变换电路, 后级多路输出均为磁放大器稳压电路。并且各路之间无关, 前后级之间无反馈, 无脉宽调制器。所以实际应用中还要加入过、欠压保护, 过流、短路保护, 电源使能端等。应用中工作频率比较低, 磁性元件的体积比较大, 无法实现小型化, 转换效率也不很理想。

7结语

宽输入电压范围多路输出DC/DC变换器拓扑的选择对降额及可靠性设计有着重要的影响, 所以合理地选择拓扑、全面了解其发展应用情况, 有助于选型及设计, 对应用合理的设计满足电源用户的需求、提高电源的可靠性有着重要的意义。

参考文献

[1] L.Zubieta, G.Panza.A wide input voltage and high efficiency DC/DC converter for fuel cell application Power electronics transaction IEEE.2005.

高输入电压 篇5

单相有源功率因数校正技术(PFC),已经成为电力电子变换器领域中一种重要的变换器型式,出现了多种功率拓扑、调制方法、控制原理及实现技术,可以使网侧谐波电流符合标准[1,2] 。现有多种单相有源PFC的控制方法,如双环控制、电压跟随控制、单周控制、直接控制以及无需输出电压检测的开环控制等。对于传统的双环控制单相有源PFC,为了获得理想的输入交流电流波形和输出直流电压,需要设计输入电流内环和输出电压外环控制器,为此需要检测全部三种电量。一种无需输入电压检测的控制方法[3],即根据电感电流平均控制概念,在一个开关周期内,占空比决定于整个开关周期内电感电流的平均值和输出电压的平均值。鉴于开关频率足够高,此法可以通过将上一个开关周期的平均电流值保持到下一个周期来实现。只需检测输出电压平均值和电感电流,具有一定的优点。本文对上述控制方法进行了理论分析,并利用MATLAB/SIMULINK进行了仿真分析,最后基于DSP TMS320F28335实现并实验验证了这种单相数字PFC。

1 无需输入电压检测控制的原理

1.1 传统方法基本无需输入电压检测控制的原理

单相有源PFC包括单相有桥和单相无桥PFC两类,主要由功率电路和控制电路构成。传统的单相有桥有源PFC如图1所示,主要由网侧滤波电容C1、二极管整流桥B1、升压电路(L1、S7、FRD1)和输出滤波电容C2组成。其中,L1为升压电感,S7为斩波IGBT,FRD1为反向快速恢复二极管。输入单相交流电压,期望得到单位输入功率因数和平直的输出直流电压。

假定交流输入电压方程为

undefined (1)

式中,Uin为交流输入电压有效值。

为简化分析,假定得到的交流输入电流为纯正弦波,其方程为

undefined (2)

式中,Iin为交流输入电流有效值。

在平均电流控制时,输入电流平均值为

undefined (3)

式中,undefined指一个开关周期内输入电流的平均值,Req指网侧等效阻抗。

设占空比函数为d,开关周期为Ts,根据大信号平均PWM开关模型

undefined (4)

式中,undefined指电感电流上升阶段的平均值,undefined指电感电流下降阶段的平均值。

假定在一个开关周期中,输入电压固定不变。 忽略升压电感内阻、整流桥压降、二极管压降以及斩波IGBT的压降。在稳态时,占空比的较为完整的表达式为

undefined (5)

式中, Uout指输出直流电压平均值, Iout指输出直流电流平均值。

第一项称为电压平衡分量[4],定义为电压占空比,代表输出电压给定值,与输出功率无关,波形为纯倒正弦波,与输入交流电压相位相反。只能维持空载输出电压。

第二项称为电流强迫分量[4],定义为功率占空比,其波形与电感电流有关,为电感电流的导数,其幅值与输出功率有关,用于维持输出功率。

在常规条件以及负载电流较低时,可以忽略第二项,输入电压与输出电压之间的关系为

undefined (6)

则undefined (7)

undefined (8)

undefined (9)

式(7)的物理含义是,在每一个开关周期中,当输入电流的平均值等于undefined,就实现了线性电阻,获得单位输入功率因数。这样,单相有源PFC的脉冲形成原理如图2所示。ton指任一开关周期中功率开关的导通时间,ts指开关周期。

由图2可知,当输入电流的平均值与载波斜坡相交之前,功率开关导通,之后功率开关关断。一个开关周期内占空比由整个开关周期内电感电流的平均值决定,这在控制上是违反常理的。但是相对开关频率而言,输入电压的频率非常低,这样可以近似利用上一个开关周期内电感电流的平均值来代替本周期内电感电流的平均值,再与载波比较产生驱动功率开关的PWM波形。载波的幅值为输出功率波动的函数,负载增加时,输出电压暂时下降,载波幅值升高,占空比随之增加,迫使输出电压上升。反之,占空比减少,迫使输出电压下降。最终维持输出电压平衡,同时获得单位输入功率因数。基于以上说明,这种无需输入电压检测的单相有源PFC的控制电路如图1所示,图中主要包括电压误差放大器电路、锯齿波电路、电流镜电路、平均值电路、比较电路等。

输出电压经过分压后得到一个检测电压,该电压通过滤波器U1与参考电压(5.1 V)比较和求误差放大,所得电压控制量与输出功率变化有关。该电压控制量乘以一个等幅值的锯齿载波,就可得到一个幅值随着输出功率变化而变化的锯齿载波,供应到比较器U2的非反向输入端。输出电压最低频率为2倍电源频率,因此该环节的转折频率为10～20 Hz。

在PFC启动之前,电流镜电路,即电压/电流转换器电路,将反应电感电流的分流电阻R1的端电压转换为成比例的电流,并通过开通MOSFET S8释放到地,而且电容C3和C4放电完全。在PFC启动之后,关断MOSFET S8。

在第一个开关周期内,开通MOSFET S1和S4,短暂开通MOSFET S5,关断MOSFET S2、S3和S6,转换后的电感电流为电容C3充电,C4电压代表起始电感平均电流,传输到比较器U2的反相输入端。载波高于C4电压时比较器U2输出高电平,驱动功率开关S7导通。载波低于C4电压时比较器U2输出低电平,驱动功率开关S7关断。

开始启动阶段,由于电容上没有电压,且电压控制量偏高,导致占空比较大,应该进行限制和软启动。

在第二个开关周期内,开通MOSFET S2和S3,关断MOSFET S1、S4和S5,短暂开通MOSFET S6,转换后的电感电流为电容C4充电,C3电压代表第一开关周期中电感平均电流,传输到比较器U2的反相输入端。载波高于C4电压时比较器U2输出高电平,驱动功率开关S7导通。载波低于C4电压时比较器U2输出低电平,驱动功率开关S7关断。

后续开关周期的开关过程可以类推。

在任一开关周期中,电容C3或C4的电压表达式为

undefined (10)

由上式,在任一开关周期中,电容充电电压与电感电流平均值成正比,可以利用电容充电电压代表电感电流平均值。

单相有源PFC进入正常工作中,MOSFET S1～S7的触发脉冲、电感电流以及电容C3与C4的电压之间的对应关系,如图3所示。

1.2 改进无需输入电压检测控制的原理

虽然上述无需输入电压检测控制的单相有源PFC能够获得完美的控制效果,但是存在原理性误差,为此可以进行改进。在稳态时,如果能够获得电感电流的有效值,可以采用式(11)偏差,对当前开关周期内的电流平均值进行补偿。

undefined

当开关频率为25 kHz时单位幅值的电感电流的补偿偏差为0.017 76,所占比重仅为1.776%,因此无需对电感电流进行补偿。

2 仿真分析与实验研究

2.1 仿真分析

利用MATLAB/SIMULINK建立图1所示功率电路和控制电路进行仿真。单相交流输入220 V,期望直流输出电压平均值375 V,输出功率可调,每只升压电感1 mH,直流侧滤波电容4x680 μF,开关频率为25 kHz,阻性负载。

仿真完全实现了单相有源PFC的电路功能,具有良好的功率因数校正效果。期望输出电压为375 V、负载电阻为50 Ω时,电流平均值与载波的对应关系如图4所示,输入电压与输入电流的对应关系如图5所示,输出电压平均值为375 V,纹波电压峰峰值为9.0 V。

2.2 实验结果

控制电路主要包括硬件滤波电路和数字控制软件,前者将检测来的相关信号进行滤波,其中电流差动放大器的截止频率设置为5 kHz左右,电压误差放大器的截止频率设置为20 Hz左右。后者进行AD转换、标定和运算。图1所示的模拟控制方案对应数字控制方案如图7所示,显然后者大为简化。

为了验证上述分析的正确性, 采用支持浮点运算的DSPTMS320F28035设计控制软件和编制应用程序,搭建PFC实验平台进行实验。额定输入电压为220 VAC,工频50 Hz。期望输出电压平均值为375,输出额定功率为2.5 kW。采用铁氧体设计PFC电感,25 kH、85(C和额定电流下的感值约为500 μH。滤波电容取值为4x680 μF,IGTB采用RJH60F7ADPK: 50 A/100(C/600 V,FRD采用SiC CSD20060D: 20A/150(C/600V。

图8和图9给出了220 V输入电压和不同输出功率时输入电流的实测波形,可见功率因数校正效果良好。

3 结束语

针对一种无需输入电压检测的单相有源PFC进行理论分析的基础上,利用MATLAB/SIMULINK进行了仿真分析,并基于DSP TMS320F28335进行了数字实现,这种控制方法无需输入电压检测,在一定程度上可以简化系统设计。

参考文献

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[2]林海雪,孙树勤.电力网中的谐波[M].北京:中国电力出版社,1998.

[3]徐小杰,侯振义.无输入电压检测的平均电流型功率因数校正[J].电源技术应用,2003,6(8):388-390.

高输入电压 篇6

电压型PWM变换器因其出色的性能广泛应用于各种工业领域。PWM变换器实现了网侧电流正弦化,且运行于单位功率因数,能量可以双向传输。与传统不控整流和相控整流相比,PWM变换器对电容、电感这类无源滤波或储能元件的需求大大降低,动态性能也有了很大提高[1,2]。

常规三相PWM变换器的控制系统需要3类传感器即电网电压传感器、电流传感器和直流母线电压传感器。这些传感器的应用增加了系统成本,并降低了运行可靠性。减少传感器使用的控制策略成为研究热点。在通常情况下,直流母线电压稳定是PWM变换器正常工作的必要条件,直流母线电压传感器用于检测直流电压,并构成直流电压外环控制,因此直流母线电压传感器一般不宜省去。另外,交流电流传感器用于检测网侧电流,以构成电流内环控制,同时还可进行交流过载及输出短路保护,因此也不宜省去。电网电压传感器用于检测电网电压,以构成三相同步信号源。实际应用中可以通过构建虚拟磁链来得到虚拟三相同步信号源[3,4,5,6]。

在电网电压平衡条件下,PWM变换器一般采用正序旋转坐标系下的电压、电流双闭环控制方式。而在实际电网中,电网电压处于波动中,含有大量的谐波分量,也可能不对称,此时,仅采用基于正序旋转坐标系的双闭环控制策略已不再适用[7,8,9,10,11]。本研究采用正、负序分量分离的方法,对传统的双闭环控制策略进行改进。

本研究对于PWM变换器在无电网电压传感器和电网电压不平衡两种工况下的运行,利用Matlab/Simulink进行系统仿真实验,其结果表明所采用的虚拟磁链和正、负序分量分离的方法,对PWM变换器在两种工况下的运行具有很好的动态响应。最后,搭建实验平台,实现了三相电压型PWM变换器的整流与逆变工作状态。

1 虚拟磁链的构建

PWM变换器主电路如图1所示。它包括网侧和交流侧两部分。网侧主要由电网电压,滤波电感和电阻三部分组成。当忽略网侧电阻时,电网电压uα、uβ可由电感电压和交流侧输出电压相加得到,即:

式中:L—网侧外部电感值,iα、iβ和vα、vβ—网侧电流和交流侧输出电压在两相静止坐标系下的分量。

iα、iβ可通过电流传感器得到,而vα、vβ可通过三相全控桥各桥臂的开关函数和直流母线电压得到,即:

式中:Vdc—母线电压,Sa、Sb、Sc—三相桥臂的开关函数。

Sa,b,c=1表示相应桥臂上管导通,Sa,b,c=0表示相应桥臂下管导通。

通过式(1)、式(2)即可得到电网电压值,实现无电网电压传感器控制。在实现的过程中,需要涉及到电流的微分,这在实时系统的数值计算中,不容易处理。因此,对式(1)两边积分即可消去由微分量引起的干扰:

式(3)的右边已经消去了电流微分量,而左边是电网电压的积分。对于三相电机来说,电压的积分可以看作磁链。本研究把式(3)的左边定义为虚拟磁链ψα、ψβ。当利用相电流和交流侧输出电压,联合式(3)得到虚拟磁链后,即可计算得到虚拟同步角:

由于电网电压超前于虚拟磁链90°,在虚拟同步角的基础上加上超前角90°,即可得到基于电网电压的同步角。采用电压、电流双闭环控制的三相电压型PWM变换器的控制框图如图2所示。

2 不平衡电网电压条件下的电压型PWM变换器的控制策略

三相不平衡电网电压可表示为正、负序旋转矢量:

根据瞬时功率理论,三相PWM变换器输入瞬时视在功率可表示为电网电压和电流正、负序瞬时分量的矢量积,即:

分解瞬时视在功率S可得到瞬时有功p(t)和无功功率q(t):

瞬时有功功率p(t)中包含有二次谐波功率pc2和ps2,这是由于电网电压中奇次谐波分量引入的,同时会在直流母线电压上产生偶次谐波分量,因此必须消去。将瞬时功率表示为正、负序dq同步旋转下的矩阵形式有:

分析上式可知,基波有功分量由负载可以确定,无功基波分量和有功、无功二次谐波分量应设定为零,于是可以得到正、负序dq同步坐标系下的电流给定值。经过双电流PI调节后,得到正、负序dq电压给定值。该电压值经过相应正、负序dq同步坐标反变换到两相静止αβ坐标系下,两者累加后即得到最终的电压给定值。

三相电压型PWM变换器在不平衡输入状况下的正、负序双闭环控制框图如图3所示。

3 正、负序分量分离方法

在电网电压不平衡条件下最重要的获得电网电压和网侧电流的正、负分量。文献[4]提出了仅利用检测三相电网电压(ea、eb、ec)就可分离出电压正、负序分量(忽略零序分量):

经过化简即得:

同理可以得到。但是这种检测方法存在2/3个电网周期的延迟,并且需要保存大量的数据,实际应用效率不高。为解决此问题,可利用三角函数求导之间的关系将延迟2/3个周期采样转变为采样实时值。因为:

将式(9)联合式(10),有:

同理可得:

联合式(9 ,11,12),有:

于是三相静止坐标系下的正、负序分量便可快速计算出来。

4 仿真结果

为验证上述无电网电压传感器和不平衡输入工况下分别采用的控制策略的正确性,本研究利用Matlab/Simulink搭建了仿真模型,并进行了仿真实验验证。仿真参数如表1所示。

如图4所示,正常工况下,启动过程较平滑,直流母线电压平稳,相电流波形正弦,且与相电压同相位,基本实现了单位功率因数。

无电网电压传感器工况下,采用虚拟磁链作为同步信号源的波形如图5所示。可以看出,启动过程有抖动,达到稳态后,直流母线电压平稳,相电压、相电流波形正弦同相位,基本与有电网电压传感器一致。如图6所示,由电网电压计算的同步角和虚拟磁链计算的同步角波形,前者超前后者约90°,这是因为后者为前者的积分所引起的相位差。因此:本研究利用虚拟磁链计算出的同步角能够作为很好的三相电压型PWM变换器的无传感器控制的同步信号源。

不平衡输入状况下,采用平衡控制策略和不平衡控制策略的波形结果如图7、图8所示。不平衡状况采用不平衡电压输入,即:Ua =60 V,Ub=53 V,Uc=46 V,其它条件不变。本研究比较两种控制策略仿真结果,可以发现:当采用平衡控制策略时,直流母线电压存在二倍频分量,这是由于不平衡输入电压分量中的奇次谐波引起的。同时,相电流波形也出现了畸变。当采用不平衡控制策略后,消去了直流母线电压上的二倍频分量。相电流波形接近正弦。

5 实验结果

在仿真结果的基础上,本研究搭建了三相PWM变换器实验平台,分别进行了整流与逆变实验。实验参数如表2、表3所示。

如图9所示,三相PWM变换器工作整流状态下,直流母线电压平稳,相电流波形正弦,且与相电压同相位,基本实现了单位功率因数。

如图10所示,三相PWM变换器工作整流状态下,直流母线电压平稳,相电流波形正弦,且与相电压同反相,基本实现了单位功率因数。

6 结束语

本研究通过对电压型PWM变换器在无电网电压传感器和不平衡输入两种工况的分析,分别提出两种控制策略。通过仿真验证了控制策略的正确性。通过搭建实验平台,进行了三相PWM变换器在整流和逆变实验。研究结果表明,本研究采用的控制策略具有很好的动态响应以及一定的实际应用意义。

摘要：针对三相电压型脉宽调制(PWM)变换器在无电网电压传感器和不平衡电网电压状况下的运行,研究了其控制策略。通过构建虚拟磁链作为PWM变换器的同步信号源实现了无电压传感器运行。通过正、负序分量分离方法,减少由输入相电压中的奇次谐波引起的直流母线电压上的偶次谐波含量,实现了PWM变换器在电网电压不平衡状况下的运行。然后通过Matlab/Simulink进行仿真和正确性验证。最后,搭建了实验平台,实现了三相电压型PWM变换器的整流与逆变工作状态。研究结果表明,该控制策略具有良好的动态响应。

关键词：脉宽调制变换器,虚拟磁链,无传感器,正、负序分量

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