电平变换器管理论文

电平变换器管理论文 篇1：

一种便携式棉花打顶机的设计与研究

摘 要：该文系统介绍了一种基于双向DC-DC变换器的便携式棉花打顶机。本设计由可控硅构成静态开关，当电池对棉花打顶机作为的负载进行放电时，DC-DC变换器以Boost工作模式运行；当220V家用电源对电池进行充电时，DC-DC变换器以Buck工作模式运行，从而实现电池的充放电功能。由此设计出一种手持式小型棉花打顶机，极大提高棉花打顶机的便携性。本设计具有低成本、高性能、结构简单、控制方便等优点。

关键词：棉花打顶机；便携；双向DC-DC变换器；充放电

1 引言

棉花是我国最主要的几种经济性农作物之一。棉花的种植管理相对玉米、大豆而言特别费工，所以其经济效益也较为有限，在一定的程度上影响了农户在棉花种植方面的积极性。棉花打顶是棉花栽培和生产过程中的重要环节，目前主要有人工打顶、化学打顶和机械打顶3种方式。

传统上人工打顶（用手掐顶尖）劳动强度大，打顶作业时间紧，费时费工。在种植密度较大时，作业效率低的问题尤为突出。

化学打顶是通过喷施生长点抑制剂来限制棉花无限生长，省时省力。但该方法受施用剂量、喷剂质量的影响较大，对棉花的正常生长发育会造成一定影响，并且化学试剂会对环境构成污染。目前还不是主要的打顶方法。

机械打顶技术近来备受关注。例如，石河子大学研究设计的国产第一代3MD-12棉花打顶机。但由于受田间作业环境复杂、仿形精度、响应时间等因素的影响，前期准备工作量较大，且打顶机需要拖拉机带动作业，易对棉田造成一定的损耗。

由此，我们将双向DC-DC变换器应用于打顶作业，设计出一种便捷式可手持的小型棉花打顶机。

2 系统设计实现

2.1 系统构成 本设计由电池盒、电机、开关、锯齿形圆盘刀片、把柄等主要部分组成。圆盘刀片安装在刀盒中，刀盒宽度小于刀片的半径，功效较高。电机安装在刀盒的上方，与刀片轴连接。开关安装在把柄上，电池盒安装在背带上，与电机之间有穿过把柄内部的电线连接。把柄采用伸缩式结构，在其尾部设置伸缩长度调节旋钮和指棱，并且开关与指棱靠近，握持省力，可实现单手操作。

为了提高安全性，本设计采用单片机控制的开路检测模块、过压保护模块，并且上述刀盒的前端收窄为挡片。电池盒内放置可充电电池、双向DC-DC变换器和单片机控制电路。

2.2 双向DC-DC模块设计 双向DC-DC变换器（Bidirectional DC-DC Converter—BDC）是一个DC-DC变换器的双象限运行，是在保持变换器两端的直流电压极性不变的情况下，根据应用需要改变电流方向，实现能量双向流动的DC-DC变换器。图1为BDC的二端口示意图。从各种基本的变换拓扑来看，可将其看做两个单向DC-DC变换器反向并联连接，通过改变两个单元的工作状态调节能量的双向流动，因此双向DC-DC变换器在功能上相当于两个单向DC-DC变换器。

[（I10）][（I10）]图1 BDC的二端口示意

双向DC-DC变换有隔离和非隔离2种。非隔离型的电路比较简单，容易实现，且能满足低压、大电流场合应用，但是其电压转换比较低；相反，隔离型的变换器可以实现较大大的电压转换比，且相较于非隔离性安全性高，可应用于不同功率场合，但是由于隔离变压器的漏磁和损耗等易造成效率的降低。考虑到输入端输入的是220V家用电源，为了提高安全性，且结合两者的优缺点，所以选择隔离方式。

两向DC-DC变换模块可以利用TPS5430降压芯片和UC3842升压芯片构成，两者之间通过可控硅构成的静态开关完成充、放电工作模式的转换。

2.3 开路检测模块和过压保护模块设计 开路检测模块采用控制器给出检测电平，通过模拟开管CD4066构成输出回路。电路原理如下。首先，上电瞬间，控制器工作给DC-DC变换器的EN端低电平，使DC-DC变换器停止工作。然后打开模拟开关，控制器给出一个检测电平。如果有负载，则控制器可以接收到检测电平，同时控制器给DC-DC变换 器的EN端高电平，让DC-DC变换器开始工作；如果没有负载，则控制器不能接收到检测电平，同时控制器继续给DC-DC变换器的EN端低电平，使DC-DC变换器停止工作。

过充保护模块是在电池充电时，输出端接入分压电阻，经AD进行采集，单片机判断控制。当双向DC-DC电路输出电压超过阈值电压时，对TPS5430的5脚使能端低电平，芯片停止工作，输出电流为0，达到过充电保护目的。

2.4 系统工作框图 如图2所示，充电时，系统输入220V家用电源，通过双向DC-DC变换器的降压电路输出到电池。放电时，电池通过双向DC-DC变换器的升压电路输出到棉花打顶机作为的负载。可充电电池、双向DC-DC变换器和单片机控制电路一同安装在电池盒中即可达到“一盒多用”的功能。

当作业人员使用此打顶机作业时，安装在背带上的电池盒直接给电机供电，使电机带动刀盒内的刀片持续转动，进行打顶作业。同时作业人员可根据实际棉花顶长和距离，自主调节把柄的长度和方向。停止作业时，作业人员只需要扣动把柄尾部的开关即可将关闭系统，将电池盒插上200V家用电源开始充电。

2.5 实际应用效果 依据棉花机械打顶的作业特点和棉株顶部的外形特征，我们对该便携式打顶机的作业效率、能耗以及打顶准确度等方面进行了实际应用效果研究。

研究发现相较于大型打顶机械装置的扶禾—打顶—放开连续作业和主侧枝同步打顶，虽然作业效率没有较大提升，但前期准备工作量大大减少。因人工作业而使得打顶准确度明显提高，相较于化学打顶和需拖拉机带动的机械打顶，棉田的损耗也大大降低。电池盒使用小型大功率铅酸蓄电池，可连续作业数小时，能耗和组装1台该便携式打顶机系统的成本也较其他类型打顶机低很多。

3 结语

本文在双向DC-DC变换器的基础上，以220V家用电源作为输入电源，将打顶机作为DC-DC变换器放电的负载，设计出了一种小型电池充放电式的可手持棉花打顶机。该系统结构简单，容易实现，解决了人工打顶效率低和化学打顶剂量不易控制的不足，实现了机械打顶的低损耗。应用该系统设计可使制造的打顶机轻便小型化，提高了打顶机的便携性和棉花生产的自动化水平，降低了农工的劳动强度。

参考文献

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[4]张占松.开关电源的原理与设计（修订版）[M].北京：电子工业出版社，2007.

[5]蔡锦福.运算放大器原理与应用[M].北京：科学出版社.2005.

[6]高吉祥.全国大学生电子设计大赛竞赛培训系列教程模拟电子线路设计[M].北京：电子工业出版社.2008. （责编：徐焕斗）

作者：汤正 朱其祥

电平变换器管理论文 篇2：

ZV-ZCS DC/DC移相全桥变换器拓扑与设计

如今，由于能源枯竭和大气污染问题，以光伏发电、风力发电与电动汽车为代表的清洁能源生产与利用方式得到了广泛关注和应用. DC/DC直流变换器作为储能、充电等场合的重要电能变换环节，其可靠性、效率与功率密度等性能对新能源的高效利用起着关键作用[1-3].  DC/DC移相全桥变换器作为直流变换器中的主流拓扑，具有大功率、高效率、高可靠性等优点，在动力电池充电、新能源储能与并网等场合均得到了广泛应用. 由于移相全桥变换器具有零电压开通（Zero-Voltage Switching，ZVS）特性，开关损耗大大降低，结合宽禁带器件，可使变换器的开关频率得到大幅度提升，故而降低变压器等无源元件的体积，因此变换器往高频化、小型化的趋势发展，更加有效地契合了当前的能源应用需求[4-6].

传统移相全桥变换器如图1所示，S1～S4为原边侧4个开关管，Vh为原边侧逆变桥输出电压，Le为高频变压器漏感，ILe为漏感电流，D5 ～ D8为副边4个整流二极管，Lf和Cout分别为输出滤波电感和电容，R为负载电阻. 对于该变换器，其滞后桥臂开关管ZVS的实现依靠原边侧漏感能量，当轻载时，ILe较小，漏感储存能量小，滞后桥臂开关管难以实现ZVS[7]，影响了变换器的可靠性与效率[8]，对于副边二极管，其关断时电流高，存在严重的反向恢复问题，二极管尖峰电压高[9-10]. 文献[11-12]通过利用在原边侧串入饱和电感增加了滞后桥臂软开关实现范围，但导致占空比丢失问题严重，电流应力上升. 文献[13-15]通过在滞后臂上构造由电感和电容组成的辅助谐振网络，实现滞后桥臂的ZVS，但辅助网络增加了电路的复杂性与成本. 文献[16]通过在原边侧添加电容，组成串联谐振网络，通过调频来实现轻载ZVS. 文献[17]采用三绕组耦合电感，用以提供宽负载范围下ZVS实现的能量. 文献[18]通过实时改变死区时间，以拓宽变换器的ZVS范围，但该死区时间的计算依赖于变换器模型，计算量大，增加了控制的难度. 文献[19]针对车载充电应用场合，提出了移相全桥变换器与LLC谐振变换器集成架构下的充电控制方法，以保证移相全桥变换器滞后桥臂在轻载时仍能保证ZVS的性能，但该方法仅针对具有高低压电池的充电场合，其应用范围具有一定的局限性. 文献[20]通过对励磁电感进行设计，以保证最小的ZVS实现电流，但该励磁电感会导致重载工况时无功环流加大，降低变换器效率.

双有源桥移相全桥变换器如图2所示，该变换器原副边分别采用双向开关S1～S4和S5～S8，有效保障电流的双向流动，桥臂输出电压Vh1和Vh2和电流ILr解耦，工作模态简单且原边侧移相角、副边侧移相角和原副边移相角差均可独立设置，存在3个控制自由度，控制灵活[21-22]，适用于宽输入输出范围的应用场合[23-24]，能够实现宽负载范围内的ZVS性能[25]，保证其高效率特性.

结合图1和图2拓扑的特点，本文通过将图1中的滤波电感Lf前移至原边侧作为谐振电感Lr，实现了重载下原边开关管ZVS，副边二极管自然续流到零，轻载下超前桥臂开关管实现ZVS，滞后桥臂开关管实现零电流开通与关断（Zero-Current Switching，ZCS），副边二极管工作于电流断续模式（Discontinuous Conduction Mode，DCM），实现了ZCS性能，提升了变换器的效率与可靠性. 与双有源桥变换器不同，针对单向能量传输场合，本文提出的ZV-ZCS型移相全桥变换器的副边开关管均简化为二极管，副边的方波电压由流过变压器原边侧的电流极性决定，电压和电流存在耦合关系，针对双有源桥变换器的工作模态与设计法则不再适用于该拓扑. 本文通过阐述该变换器的工作模态，分析其ZV-ZCS的实现机理，通过推导其不同模式下的增益表达式，给出了主要参数的设计准则，最后通过PSIM仿真与2 kW的实验样机验证了该变换器的工作特性与理论分析的正确性.

1   ZV-ZCS型移相全桥变换器拓扑

图3所示为ZV-ZCS型移相全桥变换器拓扑图，其中，S1 ～ S4为原边侧4个开关管，D1 ～ D4分别为开关管的内部反并联二极管，C1 ～ C4分别为开关管的内部寄生输出电容. Lr为原边侧谐振电感，ILr为流经Lr上的谐振电流，通过利用谐振电感Lr，在功率管的开通过程中，与主电路中开关管的寄生电容谐振以实现ZVS软开关[26-28]. T1为高频变压器，其原副边变比为1 ∶ n，D5 ～ D8为副边整流二极管，ID5 ～ID8分别为整流二极管上的电流，Irect为整流电流. Vh为逆变桥臂输出电压，Vin与Cin分别为输入电压与输入滤波电容，Vout与Cout分别为输出电压与输出滤波电容，R为负载电阻.

S1 ～ S4每个开关管均为0.5的导通占空比，其中同一桥臂的上下两个开关管互补导通，对角开关管的导通相角差即为移相角，输出电压的幅值取决于该移相角. 若S1超前S4导通，则称S1与S2所在桥臂为超前桥臂，S3与S4所在桥臂为滞后桥臂. 当移相角为0°时，Vh为两电平方波，当移相角介于0°～180°时，Vh为带有零电平形式的三电平方波. 因此通过调整移相角，调节Vh的占空比，从而调节输出电压Vout .

1.1   拓扑CCM工作模态

对于该拓扑的工作模式，可以劃分为电感电流连续模式（Continuous Conduction Mode，CCM）与电感电流断续模式（DCM），CCM和 DCM均可分解为8个工作模态，图4和图5为CCM下的工作模态，当处于CCM模式下，原边侧4个开关管开通均实现ZVS，副边二极管电流自然过零. 图6和图7为DCM下的工作模态，当处于DCM模式下，原边开关管超前桥臂开通实现ZVS，滞后桥臂开关管开通与关断均实现ZCS，并且副边整流二极管工作于断续模式，实现ZCS，有效抑制二极管反向恢复问题. 下面将对CCM与DCM下的工作模态进行详细阐述，并分析原边侧开关管ZV-ZCS、副边二极管ZCS的实现机理.

图4为CCM模式下开关周期内电压电流的波形图，图5为CCM模式一个开关周期内不同的工作模态，由于前半个周期和后半个周期一致，故取前半个周期进行分析.

模态1[t0 ～ t1]：如图5（a）所示，开关管S1和S4导通，S2和S3关断，逆变桥臂输出电压Vh = Vin，谐振电感Lr储能，电感电流线性上升如式（1）所示，此时二极管D5和D8导通，功率传输至负载侧.

模态2[t1 ～ t2]：如图5（b）所示，该模态为死区时间，从开关管S1关断时开始，ILr方向仍为正，且为开关管S1的寄生电容C1充电，并对开关管S2的寄生电容C2放电，从而实现了开关管S2的零电压开通.

模态3[t2 ～ t3]：如图5（c）所示，当开关管S2零电压开通后，逆变桥臂输出电压Vh = 0，此时谐振电感Lr释能到负载侧，电流线性下降如式（2）所示.

模态4-1[t3 ～ t4]：如图5（d）所示，该模态处于模态4的死区时间，从开关管S4关断时开始，ILr仍为正向，其对开关管S4的寄生电容C4充电并对开关管S3的寄生电容器C3放电，为S3的零电压开通提供了条件.

模态4-2[t3 ～ t4]：如图5（e）所示，当开关管S3零电压开通后，谐振电感Lr能量向负载与电源侧馈送，ILr快速下降如式（3）所示，当电感电流下降到0并且换向时，二极管D5与D8续流到0，从而关断，有效削弱了二极管的反向恢复问题.

1.2   拓扑DCM工作模态

图6为DCM模式下开关周期内电压电流的波形图，图7为DCM模式一个开关周期内不同的工作模态，DCM的模态1、模态2与模态3与CCM的完全一致，这里不再赘述，仅对模态4与模态5进行阐述.

模态4[t3～t4]：如图7所示，ILr在模态3续流到0，模态4由于逆变桥臂输出电压Vh = 0，故而ILr保持为0，副边整流二极管进入断续模式，实现ZCS，故而抑制了反向恢复问题，负载由输出滤波电容Cout供能.

模态5[t4 ～ t5]：该模态为S4关断后，S3开通前的死区时间，S4关断时，ILr为零，因此S4的关断与S3的开通均实现ZCS，从而减小了开关损耗.

2   拓扑参数设计

对于该拓扑，副边的方波电压由流过变压器原边侧的电流极性决定，即由电感电流极性决定，电压和电流存在耦合关系，电压增益不再是占空比的线性函数，本节将对该电路处于CCM与DCM模式下的电压增益分别作详细探讨并给出谐振电感Lr与变压器变比n的设计法则. 为简便计算，作以下假设：

1）变压器、开关管与二极管均为理想模型.

2）计算过程忽略死区影响.

3）输入电压与输出电压纹波忽略不计.

4）设fs为开关频率，1 ∶ n为原副边变比，D为半周期内Vin或-Vin电平占比.

5）β为CCM模式下，逆变桥臂输出Vin电平时电流ILr大于0的时间占比或-Vin电平下电流ILr小于0的时间占比.

6）λ为DCM模式下，逆变桥臂输出Vin电平时电流ILr大于0或者-Vin电平电流ILr小于0的时间占比.

2.1   电压增益

对于CCM模式，谐振电流ILr为连续模式，正半周期间，对谐振电感Lr列伏秒平衡方程，如式（4）所示，对输出滤波电容Cout列安秒平衡方程，如式（5）所示，综合式（4） （5），可得CCM下的电压增益如式（6）所示.

对于DCM模式，谐振电流ILr为断续模式，正半周期间，对谐振电感Lr列伏秒平衡方程，如式（7）所示，对输出滤波电容Cout列安秒平衡方程，如式（8）所示.

对于CCM与DCM模式，存在一个电流临界模式（Boundary Conduction Mode，BCM）的过渡点，对于该点谐振电感Lr伏秒平衡方程如式（10）所示，输出滤波电容Cout安秒平衡方程如式（11）所示.

由CCM、DCM与BCM的增益可知，电压增益是占空比D、负载电阻R、谐振电感Lr、开关频率fs与变比n的函数，该函数形式复杂，物理意义不直观. 为方便描述D与R的关系，对表1所示参数下增益进行计算，并绘制图8所示的增益为0.75时，D与R的关系曲线. 可知，当R越大（负载越轻）时，占空比越小，变换器越容易进入DCM模式，当R越小（负载越重）时，占空比越大，变换器越容易进入CCM模式. 当R小到一定值时，变换器已无法获得0.75的直流增益. 因此变换器在进行参数设计时，需要考虑其最大负载功率以获得所需增益，这是该变换器与传统移相全桥变换器的不同之处.

变换器在不同负载下进入不同模式（CCM与DCM）的物理意义与Buck变换器相似，当负载较重时，输出电流大，导致ILr峰值电流高，在逆变桥臂输出电压Vh = 0时，ILr未降低到0，因此其在开关周期内工作于CCM模式;而当负载较轻时，输出电流小，ILr峰值电流小，在逆变桥臂输出电压Vh = 0时，ILr降低到0，产生断续模态，因此其在开关周期内工作于DCM模式.

2.2   变比n与谐振电感Lr设计

由CCM与DCM的增益可知，電压增益是占空比D、负载R、谐振电感Lr、开关频率fs与变比n的函数，函数形式复杂，不利于参数设计. 但由上文分析可知，当负载越重时，占空比D越大，越容易进入CCM模式，反之则进入DCM模式. 为降低电流应力，防止过裕量设计，故应满足式（12）所列方程.

对于该拓扑工作的BCM过渡点，其实质为隔离型Buck电路，因此定义该点对应的D即可确定变压器变比n，若该点对应D太小，变比n大，容易导致系统过裕量设计并且电流应力大，若该点对应D太大，变比n小，为保证同等增益，谐振电感Lr取值小，亦导致电流应力大. 综合以上原因，可取最小临界D在0.4～0.6之间进行设计.

现就一系统需求如表2所示对电路拓扑参数及性能作出设计与分析，首先当输入电压Vin最大时，输出电压Vout最小，定义此时BCM点出现在D为0.4～0.6，代入式（10），推出变比n介于0.95～1.3，再联立式（12），得出谐振电感Lr的范围为45～78 μH，此时对应n与谐振电感Lr均为边界值，在边界内，变比n与谐振电感Lr的任意组合不一定满足增益要求，可能导致系统过裕量设计或达不到增益值要求. 联立式（6） （9），得到关于变比n与谐振电感Lr不同组合下，对应的D的三维图，如图9所示，通过该图可以直观看到Vin = 420 V与380 V下，Vout = 300 V，P = 2 kW时对应的占空比D，当D = 1时，则代表无法达到增益要求，当D很小就可以达到增益要求时，说明系统过裕度设计.

对于同时满足增益要求、裕度又合理的变比n与谐振电感Lr的组合，通过计算对应的电流应力，如式（13）所示选择最小电流应力下的n与谐振电感Lr.

最终可得到n = 1.07、Lr = 60 μH的计算结果，在该组参数下，不同输入、不同负载工况下对应的占空比D与ZV-ZCS区域如图10所示. 当Vout = 240 V时，最大占空比出现在Vin = 380 V，P = 2 kW下，D =0.7，当Vout = 300 V时，最大占空比出现在Vin = 380 V，P = 2 kW下，D = 0.92，全负载、全输入工况均可達到要求，并且裕度合理. 以上两种输出工况，在轻载时，占空比较小，为ZV-ZCS区域;当负载变重，占空比上升，则进入ZVS区域.

3   仿真分析

基于上文对该变换器的工作模态与增益的分析，本节通过PSIM软件平台进行仿真验证，仿真参数如表3所示，通过在Vin = 380 V，Vout = 300 V输入输出工况下，对变换器的满载与半载功率下进行仿真，验证其工作模态、占空比以及ZV-ZCS区域与理论分析的一致性. 该仿真的输入输出工况为输入最低，输出最高，因此增益最大，只要该工况满足增益要求，其他工况均满足要求，由于篇幅有限，因此不再对其他的输入输出工况进行仿真.

图11为满载仿真波形，图11（a）为谐振电流ILr与桥臂输出电压Vh的波形图，可知Vh的占空比D = 0.93，ILr为CCM模式，ILr始终滞后于Vh，这意味着原边侧4个开关管均实现的ZVS.

图11（b）为滞后桥臂开关管S4的驱动电压Vgs4与漏源电压Vds4波形，可见在Vgs4驱动为高电平前，Vds4已降低到0，因此S4实现了ZVS. 而对于开关管S3，其软开关特性与S4一致，故不再用仿真进行说明.

图11（c）为超前桥臂开关管S1的驱动电压Vgs1与漏源电压Vds1波形，可见在Vgs1驱动为高电平前，Vds1已降低到0，因此S1实现了ZVS. 而对于开关管S2，其软开关特性与S1一致，故不再用仿真进行说明.

图11（d）为整流二极管D5 ～ D8电流波形，可见二极管为自然过零形式.

图12为半载仿真波形，图12（a）为谐振电流ILr与桥臂输出电压Vh的波形图，可知Vh的占空比D = 0.59，ILr为DCM模式，ILr在V = 0的模态内下降为0并且保持，直至Vh变为Vin或-Vin，ILr才开始变化，因此对于滞后桥臂的开关管S3与S4而言，其开通与关断均为ZCS.

图12（b）为滞后桥臂开关管S4的驱动电压Vgs4与漏源电压Vds4波形，可见在Vds4由高电平变为0电平（开通时刻）与Vds4由0电平变为高电平（关断时刻），ILr始终为0，因此推出开关管S4的开通与关断均实现了ZCS. 而对于开关管S3，其软开关特性与S4一致，故不再用仿真进行说明.

图12（c）为超前桥臂开关管S1的驱动电压Vgs1与漏源电压Vds1波形，可见在Vgs1驱动为高电平前，Vds1已降低到0，因此S1实现了ZVS. 而对于开关管S2，其软开关特性与S1一致，故不再用仿真进行说明.

图12（d）为整流二极管D5 ～ D8电流波形，可见二极管电流为断续模式，因此实现了关断时刻的ZCS性能.

由于输出滤波电容Cout的电流纹波值较高，需对其电压纹波值进行考量，以满足工业应用对纹波电压的要求. 图13展示了输出电压Vout在满载下与半载下的波形，其纹波值分别为73 mV（0.024%）与60 mV（0.02%），对于电动汽车充电场合，输出电压纹波要求[29]为1%，可见该拓扑及设计参数能保证合理的电压纹波值.

4   实验结果

基于上文的分析和结论，在实验室环境下搭建了一台2 kW的实验样机，同仿真的验证思路，实验分别在Vin = 380 V，Vout = 300 V输入输出工况下，在变换器的满载与半载功率下进行实验，验证其工作模态、占空比以及ZV-ZCS区域与理论分析与仿真的一致性.

图14为满载仿真波形，图14（a）为谐振电流ILr，桥臂输出电压Vh与副边整流电流Irect的波形图，由于二极管电流不易测试，而Irect为二极管电流流出至输出电容Cout的电流，其可表征二极管电流的特性. 由波形图可知Vh的占空比D = 0.85，ILr与Irect为CCM模式，ILr始终滞后于Vh，这意味着原边侧4个开关管均实现了ZVS，Irect续流到零，表征了二极管的电流具有自然过零特性.

图14（b）为滞后桥臂开关管S4的驱动电压Vgs4与漏源电压Vds4波形，可见在Vgs4驱动为高电平前，Vds4已降低到0，因此S4实现了ZVS. 而对于开关管S3，其软开关特性与S4一致，故不再用实验进行说明.

图14（c）为超前桥臂开关管S1的驱动电压Vgs1与漏源电压Vds1波形，可见在Vgs1驱动为高电平前，Vds1已降低到0，因此S1实现了ZVS. 开关管S2的软开关特性与S1一致，故不再用实验进行说明.

图15为半载实验波形，图15（a）为谐振电流ILr，桥臂输出电压Vh与副边整流电流Irect的波形图. 由波形图可知Vh的占空比D = 0.51，ILr与Irect为DCM模式，这意味着原边侧超前桥臂开关管实现了ZVS，而滞后桥臂开关管实现了ZCS. Irect为DCM模式表征了二极管工作于DCM模式，其具有ZCS特性. 对比图12（d）所示的仿真图，实验中，ILr与Irect在断续模态内出现了高频振荡，这是由于高频变压器上的寄生电容与谐振电感Lr谐振的结果，该振荡峰值很小，仍可认为滞后桥臂开关管与整流二极管获得了ZCS性能.

图15（b）为滞后桥臂开关管S4的漏源电压Vds4、谐振电流ILr与桥臂输出电压Vh的波形，可见在Vds4由高电平变为0电平（开通时刻）与Vds4由0电平变为高电平（关断时刻），ILr值几乎为0，因此可知开关管S4的开通与关断均实现了ZCS. 而对于开关管S3，其软开关特性与S4一致，故不再用实验进行说明.

图15（c）为超前桥臂开关管S1的驱动电压Vgs1与漏源电压Vds1波形，可见在Vgs1驱动为高电平前，Vds1已降低到0，因此S1实现了ZVS. 而对于开关管S2，其软开关特性与S1一致，故不再用实验进行说明.

图16展示了变换器在Vin = 380 V，Vout = 300 V下的效率测试曲线，可见变换器满载效率可达94.57%，半载效率仍达90.7%.

5   结   论

本文针对传统移相全桥变换器轻载ZVS性丢失以及副边侧二极管反向恢复严重等问题，提出了一种新型的ZV-ZCS型移相全桥变换器，以提升变换器工作性能. 该变换器在重载时全部开关管开通实现ZVS，在轻载时超前桥臂开关管开通ZVS，滞后桥臂开通与关断实现ZCS，副边二极管实现ZCS. 本文对该变换器工作原理和模态进行了详细阐述，建立了该拓扑CCM与DCM下的增益表达式，并给出了主要参数的设计准则. 通过PSIM仿真验证了不同工况下的工作模态、ZV-ZCS区域和占空比D与理论分析的一致性. 最后搭建了一个2 kW的实验样机，实验结果证明了该拓扑的可行性与理论分析的正确性.

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摘   要：为解决传统DC/DC移相全桥变换器轻载零电压开通（Zero-Voltage Switching，ZVS）性能丢失与副边侧二极管严重的反向恢复问题，本文通过将传统DC/DC移相全桥变换器副边侧的滤波电感前移至原边侧，实现重载下原边侧全部开关管的ZVS特性，轻载下滞后桥臂开关管的零电流开通与关断（Zero-Current Switching，ZCS）特性. 该拓扑可实现副边二极管的电流在重载下自然过零，轻载下进入电流断续模式（Discontinuous Conduction Mode，DCM），有效削弱二极管反向恢复问题. 通过对该拓扑电流连续模式（Continuous Conduction Mode，CCM）与DCM模式进行详细分述，阐明ZV-ZCS特性的实现机理，通过建立该拓扑不同模式下的增益方程，推导关键参数的设计法则，最后通过PSIM仿真与2 kW的实验样机验证了该拓扑的性能与理论分析的正确性.

关键词：直流变换器;移相全桥;零电压开通;零电流关断

Topology and Design of ZV-ZCS

DC/DC Phase-shifted Full-bridge Converter

CHEN Zhongwei1，2，LI Kui3，CHENG Yijie4，WANG Hongliang3，LENG Yang1，2，LIU Haotian1，2

（1. Limited Economic & Technical Research Institute，State Grid Hunan Electric Power Company，Changsha 410004，China;

2. Hunan Key Laboratory of Energy Internet Supply-Demand and Operation，

State Grid Hunan Electric Power Company，Changsha 410004，China;

3. College of Electrical and Information Engineering，Hunan University，Changsha 410082，China;

4. Changsha Power Supply Company，State Grid Hunan Electric Power Company，Changsha 410007，China ）

Key words：DC-DC converters;phase-shifted full-bridge;zero voltage switching;zero current switching

收稿日期：2020-09-22

基金項目：国家重点研发计划政府间国际科技创新合作重点专项资助项目（2018YFE0125300），International Science and Technology Cooperation Program of China under Grant（2018YFE0125300）;湖南省科技创新平台与人才计划资助项目（2019TP1053），Science-Technology Innovation Platform and Talents Program of Hunan Province（2019TP1053）

作者简介：陈仲伟（1984—），男，湖南长沙人，国网湖南省电力有限公司正高级工程师

通信联系人，E-mail：583297819@qq.com

作者：陈仲伟 李奎 程怡捷 汪洪亮 冷阳 刘浩田

电平变换器管理论文 篇3：

移相全桥软开关DC—DC变换器的设计与实现

摘 要：详细分析了以电压电流型全桥电路为基础的移相PWM软开关实现方式，并通过附加反激电感与数字化软启动相结合的策略实现了低压侧的软启动。同时为变换器设计了一套以TMS320F28335为核心的数字控制系统。实验表明，移相全桥软开关技术能有效减少开关损耗，提升变换器的工作效率。

关键词：DC-DC 变换器；移相PWM控制；软开关

引言

DC-DC变换器正在朝着小型化、轻量化的方向发展，这就意味着需要工作在更高的频率。变换器的开关损耗是这一发展方向的难点所在。软开关（Soft Switching）技术的应用为这一问题提供了良好的解决方法。它的核心是通过使功率器件工作在零电压开关模式ZVS（Zero-Voltage-Switching）或零电流开关模式ZCS（Zero-Current-Switching），最大限度地降低开关损耗，软化功率器件在开通、关断时的性能，保护開关器件的安全，最终提高变换器的工作效率。

本文详细分析了移相全桥变换器实现软开关的基本原理，通过对拓扑的改进实现了低压侧的软启动。设计了以DSP28335为核心的数字控制系统。通过改变对管驱动信号PWM的移相角大小来调节输出电压和输出电流。

1 主电路工作原理

移相全桥软开关变换器的基本拓扑结构如图1所示。高压端Ubus为电压型全桥结构，低压Ubat侧为电流型全桥结构，两端整流/逆变单元的开关管上均并联二极管。变压器两侧绕组匝数分别为N1、N2，匝比为N1：N2=n；Lr1、Lr2分别为变压器两端的等效漏感或与外串谐振电感之和；电感L处于锂电池端，在本方向处于输出侧时，起到滤波电感平滑纹波的作用。在本方向处于输入侧时，则起到Boost电感的作用；C1、C2分别为两端滤波电容。

移相全桥软开关的基本原理为：同一个桥臂中的上、下开关管不能同时导通，所以，两管上的驱动信号存在死区，驱动波形一致但相位相隔180度。同时，前、后峭壁的对管驱动信号虽然脉冲宽度相同，但在导通时存在先后顺序，有一个相差，称之为移相角。通过调节移相角的大小，而不是驱动信号脉冲宽度，即可达到改变输出电压的效果。开关管K1、K3组成的桥臂为超前桥臂，驱动信号超前K2、K4组成的滞后桥臂一个相位。在开关管K1～K4上有反并联二极管D1～D4以及并联电容C1～C4，C1～C4能够在开关管关断时建立起两端电压，实现零电压关断。在开关管开通时，并联电容与Lr1谐振，将开关管两端电压变为零，从而实现零电压开通。

将电路的工作周期分为12个时区，前后半个周期的波形对称，因此只需要分析前6个时区，后半个周期工作情况也可推出。现在依次分析前半个周期的电路的工作情况以及软开关过程。

时区1[t0～t1]：t=t0时，K1关断，原边Lr1电感电流值达到最大，高压侧等效电感Lr1+n2L很大，原边电流近似不变，并从K1转到C1、C3。C3放电，C1从零电压开始充电，实现了K1的软关断。t=t1时，C3放电至零电压，C1充电到Ubus，VAB=VCD=0，D3开始导电，创造了K3的ZVS条件。副边由D5、D8整流后输出。在C1、C3充放电的期间：

（3）

时区2[t1～t2]：t=t1时，D3开始导电。t=t2时，K4关断。在此期间ip逐渐减小，但由于等效电感很大，所以依旧下降缓慢。到t=t2时，K4接受信号关断，ip=I2。t0～t2期间对应为前后两桥臂的移相角2π·fs·（t2-t0）。

时区3[t2～t3]：t=t2时，K4关断，ip转到C2、C4。C4从零电压开始充电，实现了K4的软关断。C2放电，VAB从0变为负值-VC4。t=t3时，C4充电到Ubus，C2放电到零，VAB为-Ubus，D2开始导电，创造了K2的ZVS条件。t2～t3期间，变压器原边电压反向，所以二次绕组的感应电动势使得D6、D7开始导通，则D5、D6、D7、D8均导通，VCD=0。

在t2～t3期间，原边电流ip与电容C2、C4的值分别为：

时区4[t3～t4]：t=t3时，D2导通。t=t4时，ip降为零。K2、K3导通。由于VAB为负，D5、D6、D7、D8均导通，变压器两端电压均为零，所以ip通过D2、D3为Ubus回馈能量。Ubus直接加在Lr1两端，使得ip线性下降，至t=t4时为零。

时区5[t4～t5]：t=t4时，ip降为零，而此时K2、K3已经导通，所以Ubus通过K2、K3加在Lr1两端并使得ip开始从零反向线性增加。t=t5时，ip=-I5。时区5期间，虽然变压器原边电压已经反向，但D6、D7不足以提供副边电流，所以D5、D6、D7、D8仍然同时导通，变压器依旧处于短路状态。

时区6[t5～t6]：在此期间原边通过K2、K3向副边传输能量。t=t6时，K3关断，半个周期结束，后半个周期的工作情况与前半个周期类似。

在充电运行模式时，原边对管同时道通时间越长，Ubus向副边传输的功率越多。

2 带反激电感的软启动方式

软启动方式能够有效限制启动时的过大电流，改善系统性能，防止输出值的超调。在双向全桥变换器工作在充电运行模式（降压方向）时，如果使用双极性控制方式，则应使开关管的占空比从零逐渐增加到要求的值。如果使用移相控制方式，应该把初始移相角先置为，然后根据控制方案改变移相角，最终稳定在目标值附近。

在双向全桥变换器工作在放电运行模式（升压方向）时，在启动阶段，由于高压侧电容上还没有能量，两端电压还没有建立起来。在电路启动的初始阶段，要避免四个开关管同时开通的情况，因为这样会使得低压侧锂电池电压都加在电感L两端，使得电感L的电流升高。当处于两管导通状态时，由于高压侧电压未建立，通过变压器折算到低压侧的电压Ubus/n小于Ubuat，电感L电流持续增大，不能实现磁复位。因此，为了限制这种过大的启动电流，必须采用软启动方式来解决。

针对放电运行模式（升压Boost方向），带反激电感启动方案，无需复杂控制，主要是通过反激电感在启动时将能量经过二极管传输到另一侧，将输出侧的电压逐渐建立。因此选用通过反激电感建立副边初始电压的的软启动方案。

带反激电感的拓扑如图3所示。副边电压的建立主要是由电感L的反激绕组来实现。虚线框中的反激电路元件主要有反激电感与其副边绕组，滤波电容，二极管等，十分简单明了。反激电感的变比为1：n。

放电运行模式软启动时，低压侧对管的PWM信号（K5K8、K6K7）各为一组，占空比相同，两组相位相差。占空比D的范围从0到1。当D<0.5并开始逐渐增加，变换器软启动。输出电压建立完成后，D>0.5，开始进入正常的放电运行模式。对其软启动过程的分析如下：

模態一：K5、K8导通，K6、K7关断，低压锂电池侧的电流回路如图中粗线所示。原理类似Buck电路，锂电池中的能量一部储存在电感L中，还有一部分由变压器转换传送到副边。通过电感L的电流逐渐增大

（6）

模态二：开关管全部关断，为了电流抑制变化，电感L的感应电动势瞬间反向，同时也影响了反激绕组副边的电压方向，此时满足二极管的开通条件，反激绕组中存储的能量经由二极管传递至副边，其等效电路如图中粗线部分所示，建立起了高压Bus端电压。反激电感中能量逐渐减少，电流逐渐降低，满足公式：

（7）

由以上两式可推出：

（8）

在正常工作时，反激电感的副边绕组由于二极管始终无法满足导通条件而不工作。输出电压Ubus为：

（9）

将D=0.5，带入以上两式，结果相同，所以启动模式结束后完全可以直接进入正常工作模式，两者之间可以实现无缝对接。

3 数字控制系统设计

数字控制器控制着整个双向DC-DC变换器的实时运行，负责整个系统的实时监测与控制。典型的开关电源数字控制系统主要由以下几个核心功能组成：反馈测量功能、运算控制功能、监控保护功能、通信传输功能。

本数字控制系统以美国德州仪器的TMS320F28335为主控芯片，利用DSP事件管理器中的全比较单元输出四路脉冲信号到驱动模块产生驱动电压信号到IGBT的门极。主要的硬件电路包括采样电路、驱动电路、通讯电路等。数字控制系统的基本结构如图4所示。

采样电路采用电压传感器、电流传感器和温度传感器，将外部的模拟信号转变为数字信号进入DSP的AD采样通道。电压传感器和电流传感器均选用原副边隔离器件，分别为霍尔电压传感器CHV-25P与霍尔电流传感器CHB-50SF。采样电路后均加二阶有源巴特沃兹低通滤波器来消除信号中的高频分量。温度传感器采用DS18B20一线式数字温度传感器。

驱动电路以CONCEPT公司的双通道驱动器2SCO435T为核心。每个模块有两个相互隔离的 驱动通道，并且可以设置死区，适合驱动同一个桥臂。支持多个驱动器的并联和多电平拓扑应用。驱动电平为+15V，关断时为-10V。还有短路保护、电压监控、有源钳位等多种功能。在栅极驱动端加上10k大电阻和18V的瞬态抑制二极管并联到门极和发射极以防止过高的栅极电压。

通讯电路由两部分组成，通过一路独立的SCI转485通讯线路，仅负责将变换器的运行信息参数发送给上位机；通过一路CAN通讯电路，可与其他变换器组成系统，接到CAN总线上，与上位机一起构成CAN通讯网络，负责接收上位机发送的运行指令以及上传自身的运行信息参数。485通讯模块选用周立功嵌入式隔离RS485收发器RSM3485CHT。CAN通讯模块选用高速CAN隔离收发器CTM1050T。两种模块分别与DSP28335内部的串行通讯接口引脚以及eCAN模块引脚相连。

4 总结

本文设计了一款软开关双向DC-DC变换器，采用了移相全桥ZVS软开关技术，详细分析了6个开关模态的电路情况以及软开关原理，并通过数字化与带反激电感相结合的方案实现了软启动。设计了基于TMS320F28335的数字控制系统，并对软开关与软启动效果进行了测试。实验表明，带反激电感的软启动方式有效软化了启动过程，移相全桥软开关技术的使用，有效降低了功耗，提高了系统的效率。

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作者：邱锴