电流变换器应用管理论文

摘要：简单介绍了远程抄表机监控系统和智能电度表的结构和基本原理。关键词：远程监控;路由器;智能采用中央计算机对智能电度表进行远程监控——即对用户进行远程供电、停电、抄表、计费等工作，既准确、可靠、安全，又具有节省人力等优点。目前很多国家和地区正在开展这项课题的研究，一些地区已取得初步经验和效果。今天小编为大家推荐《电流变换器应用管理论文(精选3篇)》的相关内容，希望能给你带来帮助!

电流变换器应用管理论文 篇1：

船舶混合动力系统双向DC/DC变换器模糊PID控制

摘要：

为提高船舶混合动力系统中双向DC/DC变换器的性能，通过分析混合动力系统工作模式，设计出船舶混合动力系统双向DC/DC变换器仿真模型.基于此，提出该变换器模糊PID控制方法.采用单个模糊PID补偿环节实现了BiBuck/BoostDC/DC变换器的稳定输出.仿真结果表明：模糊PID控制能有效提高系统抗干扰能力，保证双向DC/DC变换器具有良好的动态性能和稳态性能.

关键词：

混合动力船舶；双向DC/DC；模糊PID

文献标志码：A 收稿日期：20150825 修回日期：20151113

0引言

与传统的机械推进系统相比，电力推进系统具有更好的经济性、操纵性和安全性，且它的噪音低，并有利于船舶控制环境污染.[12]然而，受到船舶对设备质量和体积的限制以及新能源存储技术的影响，与传统的柴油机推进系统相比，现阶段多数纯电动船舶还未能

满足人们对船舶性能的需求.因此，研究混合动力电动船舶可为船舶从柴油发电机组单独供电过渡到纯电动供电提供可行性方案.

双向DC/DC变换器在混合动力系统中起着重要作用，是船舶混合动力系统的关键设备之一.[34]图1是串联式船舶混合动力系统结构原理，双向DC/DC变换器连接在动力电池与直流母线之间，控制动力电池能量的流向与大小.由动力电池供电时，动力电池通过DC/DC变换器向直流母线传递电能；当能量回流时，直流母线将剩余电能回馈给动力电池进行充电.可见，双向DC/DC变换器是混合动力能量控制系统的核心部件，变换器输出电能应具有良好的稳定性和动态性.

DC/DC变换器是一种采用开关方式控制的直流稳压电源.近年来发展起来的模糊控制是一种仿人智能控制法，它不依赖被控对象的数学模型，便于利用人的经验知识进行控制.将模糊控制技术引入DC/DC变换器是目前研究的热点.文献[5]和[6]将模糊PID控制运用到Buck变换器中，获得了良好的稳态响应和动态响应.文献[7]设计了一种简单的模糊PID控制器，并进行了扰动实验，结果表明模糊PID控制器具有良好的抗干扰性能.文献[8]和[9]运用数字信号处理器（DigitalSignalProcessor，DSP）实现了Buck变换器的模糊PID控制，同样得到了较好的实验结果.文献[10]运用模糊控制实现了Boost变换器的输出稳定，证明了模糊控制对Boost变换器有良好的控制效果.模糊控制对一些复杂的和难以用准确的数学模型描述的系统是非常适宜的，特别是对无法确定的复杂对象具有较好的控制性能.在船舶混合动力系统中，动力电池不断变换充放电模式，要求能量双向流动，这需要结构简单、输出稳定的双向DC/DC变换器.本文基于这一要求提出双向DC/DC变换器的模糊PID控制，保证双向DC/DC变换器两端输出电能的稳定性和抗扰性.

1混合动力双向DC/DC变换器模型分析

1.1变换器拓扑分析

图2为船舶混合动力系统中双向DC/DC变换器的主电路拓扑，其

中V1，V2分别代表直流母线和动力电池的端电压，通过混合动力能量管理策略选择动力电池充放电模式.动力电池放电时，变换器处于Boost模式，变换器须维持稳定的电压输出，但由于受动力电池电量的影响，动力电池放电电压随着时间下降，同时受需求功率的影响，负载电阻时刻变化，这对输出电压稳定性提出了挑战.当动力电池充电时，变换器处于Buck模式，保持输出电压在可靠范围内同样重要.

1.2控制器结构

双向DC/DC变换器要同时兼顾动力电池可随时充、放电的要求，这对混合动力系统能量控制策略是否可实现至关重要.传统的DC/DC变换器控制方法是通过调节PI控制器开关器件的通断时间，达到调节输出电压目的的，但由于DC/DC变换器的非线性特点，往往达不到预期的控制效果.模糊PID控制可动态修正控制器参数，提高系统抗干扰性能，因此本文选择电压反馈模糊PID控制器.如图3所示：将双向DC/DC变换器稳压端输出电压与参考值的误差量E作为电压反馈模糊PID控制器的输入；d是对误差E求导，得到的误差变化率dE/dt作为模糊PID控制器的另一个输入.本文先由变换器参数设计出单PID控制器，在此基础上按照控制要求设计通用模糊控制规则.模糊控制器的输出与PID控制器的输出相乘后生成新的控制量，控制量再与频率为50kHz的锯齿波比较产生PWM波，进而控制DC/DC变换器的IGBT.这里K4和K5是输入比例系数，调节K4和K5能使输入量在合理的控制区间内；K6是输出比例系数，反复调节K6使模糊控制器有更好的输出与PID控制器输出相结合，从而保证变换器输出的稳定性和动态性.

1.3PID控制器设计

当动力电池对外供电时，DC/DC变换器处于Boost模式；当直流母线对动力电池充电时，DC/DC变换器处于Buck模式.设图2中IGBT1的占空比为D，引入拉氏符号s，则变换器的Buck模式小信号模型[11]为

同样，变换器的Boost模式小信号模型为

在双端稳压情况下，要求PID控制器能对两个方向的DC/DC变换器进行稳定调节.文献[12]通过对DC/DC变换器模型进行分析，设计出单个PID控制器对双向DC/DC变换器进行稳定调节，并证明此法可行.设系统参数为V1=100V，V2=48V，R1=20Ω，R2=5Ω，参考电压Vref为5V.根据电流连续时电感及电容取值条件[7]，设计电感L=50μH，电容C1=C2=100μF.

式（3）为反馈分压的传递函数表达式，由该式得到Buck模式和Boost模式的反馈分压比分别为

对Buck模式和Boost模式下DC/DC变换器的传递函数同时进行PID的设计，最后配置PID控制器的传递函数

1.4模糊控制器设计

船舶混合动力能量管理系统可对变换器发出充电和放电指令，当变换器接收指令并发生切换或有

外在干扰时往往会产生电压或电流尖峰，这无论对变换器、动力电池还是供电母线都是不利的.模糊PID控制器使变换器在Buck模式和Boost模式下得到良好的动态响应和稳态性能的同时，抑制尖电压或电流尖峰.模糊规则如表1所示，模糊控制器有两个输入量，E和dE/dt.对E和dE/dt定义5个语言值，分别为NB（负大）、NS（负小）、ZE（不变）、PS（正小）、PB（正大）.设计一个输出变量U，定义5个语言值，分别为DIVB（除大）、DIV（除）、NU（不变）、MUL（乘）、MULB（乘大）.

再确定输入和输出的隶属度函数，见图5.这里选择三角形隶属度函数，解模糊化的方法为重心法.E和dE/dt分别经输入比例系数K4和K5作用后作为模糊控制器的输入，模糊控制器的输出经过输出比例系数K6作用后与PID控制器输出结合，与锯齿波比较产生PWM波.可见，选取合适的输入输出隶

属度函数后，只需调节输入和输出比例系数，使模糊控制器有更好的输出与PID控制器输出结合，就能保证变换器输出的稳定性和动态性.

1.5仿真模型建立

利用船舶能量管理系统对供电系统进行综合性分析，确立能量调度、管理原则和实现方法.[13]能量管理系统的实现对DC/DC变换器提出了简单、可控、高效的要求.通过船舶混合动力能量管理系统对DC/DC变换器的需求分析，提出基于单个模糊PID控制器的实现双端稳压的DC/DC变换器控制器.根据图2拓扑结构，运用MATLAB/Simulink设计出船舶混合动力DC/DC变换器双端稳压模糊PID仿真模型.如图6所示，由一个单位阶跃信号（Step1）模拟一次能量管理系统对动力电池由充电模式切换到放电模式.图中：K2和K3分别是两端反馈分压比；R1为模拟负载等效电阻，R2为模拟动力电池内阻，为便于分析和测量，当一端做电源端时忽略该端内阻，另一端断掉电源.通过对电流的动态均值进行检测来自动选择稳压端，模拟动力电池与直流母线间的充放电作用.

2仿真验证

2.1扰动情况仿真

根据本文设计的模糊PID控制器，在MATLAB/Simulink中对变换器的两种工作模式分别进行了仿真，经过反复调节K4，K5和K6后，选取K4为1，K5为0.0002，K6为0.8，使模糊PID控制器控制下的变换器在Buck模式和Boost模式下都有良好的表现.同时与经典PID控制器进行对比研究.

图7为模糊PID控制下和PID控制下的BiBuck/BoostDC/DC变换器输出响应曲线，两端电压分别为100V和48V.在Buck模式下：0.03s时负载端并入了20Ω的电阻，其负载电阻变为10Ω，0.05s时撤下该电阻，模拟负载变化的扰动，观察两种变换器的抗扰性能；0.08s时使输入电压下降为40V，模拟动力电池的供电电压下降时的情况.在Boost模式下：0.02s时负载端并入了5Ω的电阻，其电阻变为2.5Ω，0.04s时撤下该电阻，模拟负载变化的扰动，观察两种变换器的抗扰性能；0.08s时使输入电压下降为90V，模拟输入电源的扰动.

由图7可以看到：（1）与经典PID控制相比，模糊PID控制在Buck模式和Boost模式下都能率先稳定，这表明模糊PID控制下的DC/DC变换器具有良好的动态性能.（2）模糊PID控制比PID控制能更好地抵抗负载扰动，抑制扰动造成的尖峰，并且其扰动造成的波动在可接受的范围内.（3）当两种模式下输入电压下降一定幅度时，与经典PID控制相比，模糊PID控制能更好地抵抗来自电源的扰动，表现出了良好的抗扰性能.

2.2切换情况仿真

实现能量双向流动是双向DC/DC变换器的主要特点之一，也是船舶混合动力系统能量管理的要求.文献[14]提出运用电感电流的动态均值来检测电流流动的方向，并根据电流流动的方向，自动选择稳压端.本文根据文献[14]对输出电感电流设置合理的动态采样频率，设计了电流均值控制电路，并仿真验证其在模糊PID控制和PID控制下的切换效果.在0.02s时双向DC/DC变换器由升压向母线供电模式切换到母线向动力电池供电模式，电流反向，控制电路对电流均值进行处理从而输出控制信号，控制选择由IGBT2到IGBT1完成系统由Boost模式到Buck模式的切换.

从图8可以看出：模糊PID控制在Buck模式和Boost模式下都有很好的输出响应；在0.02s切换时，相比于经典的PID控制，模糊PID控制没有出现超调和尖峰的情况.这表明模糊PID控制在切

换时同样能保证变换器的输出电能稳定.

3结论

本文根据船舶混合动力系统工作模式，设计了双向DC/DC变换器双端稳压仿真模型，并用单模糊PID控制器实现了双向DC/DC变换器的输出电压稳定.仿真实验结果表明，本文中设计的模糊PID控制器具有良好的动态性能，不论对负载扰动还是电源扰动都有较强的稳定性，尤其在抗电源干扰方面有良好的表现，证明该设计可行.

参考文献：

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作者：魏岩 沈爱弟 高迪驹

电流变换器应用管理论文 篇2：

远程抄表技术与智能电度表的研究

摘 要：简单介绍了远程抄表机监控系统和智能电度表的结构和基本原理。

关键词：远程监控;路由器;智能

采用中央计算机对智能电度表进行远程监控——即对用户进行远程供电、停电、抄表、计费等工作，既准确、可靠、安全，又具有节省人力等优点。目前很多国家和地区正在开展这项课题的研究，一些地区已取得初步经验和效果。

图1是远程抄表机监控系统的原理框图。它主要由以计算机为核心的系统管理中心、路由器和智能电度表共同组成。

中央计算机：选用可编程、运算速度快、具有大容量硬盘、显示器、键盘和打印机的计算机系统，并且事先编制了可供操作人员执行的、具有寻址、读数、计费、制表、仃电自保等功能的“专用软件”。

路由器：由图1知：路由器是中央计算机和智能电度表的“桥梁”。它是本系统一个专用的设备，类似“MODEN”，担负着“通讯”的任务。在本系统中共设置了3种路由器：主路由器、并路由器和从路由器。它们的原理、结构和功能基本上是相同的。图1左下角的虚框所示是从路由器的原理框图。与从路由器不同的是：主路由器、并路由器内的扩展口CD4067控制的继电器的“闸刀开关”则直接连接至下一级路由器。这样扩展口CD4067控制继电器“得电”工作时，主路由器则接通与继电器同一编码的并路由器，而并路由器则接通与继电器同一编码的从路由器。即系统连接时，都是按照图1所示连接它们的。这样，一个系统管理中心管理着16个（编号为0～15）主路由器；每个主路由器下接16个（编号为0～15）并路由器；每个并路由器又下接16个（编号为0～15）从路由器；每个从路由器下接16个（编号为0～15）智能电度表。如此，每一个主路由器为一分支。每一分支共用了263个路由器，可检测65536户智能电度表（用户）。16个主路由器分支，即一个远程抄表机系统用了4208个路由器，可检测1048576户智能电度表（用户）。正因为它们在系统中的连接方式不同，所以，它们执行具体的程序流程也不是完全相同的。

地址分配：操作人员在给用户“建帐”时，为了既便于记忆、又方便从键盘上输入计算机，用户代码采用了十六进制代码。用户代码输入计算机后，再将它们转换为4字节ASCII代码，然后再转换为四字节二进制代码，并存放在远程抄表机系统中计算机大容量的硬盘存贮器内。这个“代码”既是用户的“帐号”， 也是计算机寻访用户、读取用户用电数据的“地址”。而各路由器的地址代码，则根据为用户建帐时的设定值，在现场使用拨码开关作相同的设定，以便远程抄表机系统对各路由器寻址。

这样，远程抄表机系统的基本工作原理可简述如下：

寻址：在需要对用户进行抄表时，远程抄表机系统计算机先向系统内各路由器发出寻址代码命令。寻址代码能有效地寻访各级路由器。

寻址程序流程图如图2所示，它是由中央计算机、主路由器、并路由器、从路由器依次、分别执行的。

读数（抄表）：抄表时， 系统采用了下级设备向上级设备申请中断方式，由上级设备读取下级设备数据的技术来实现的。当远程抄表系统计算机向系统内各路由器发出抄表命令后，抄表命令经第3分支主路由器、第10号并路由器，到达第15号从路由器后，在第15号从路由器内的单片机控制CM4089将抄表命令发送信号给第9号智能电度表。于是该电度表的单片机便向上级从路由器的单片机申请中断，由从路由器单片机执行中断服务程序，读取电度表存放在AT89C51片内数据存贮区内或EEPROM中的电度数值，并将它存贮到从路由器中AT89C51片内数据存贮区内；当从路由器单片机执行完中断服务程序后，它再向上级的并路由器的单片机申请中断，于是上级并路由器的单片机执行中断服务程序，读取存放在下级从路由器中AT89C51片内数据存贮区内的电度数值，并将它存贮到并路由器中AT89C51片内数据存贮区内……。这样，存放在被寻址选中的电度表中的AT89C51片内数据存贮区内或EEPROM中的电度数值，便被逐级向上传送，最后存入中央计算机指定的数据缓冲区，再写入操作人员在建帐时给用户指定帐号的数据区中。一般每个用户帐号保存着当月之前12个月的用电数据，以便操作人员计费、制表时调用和用户查询。

智能电度表是由电能计量器、光电隔离器、数据接收、发送器、EEPROM存贮器、时钟和7位数码显示器等组成。

其中电能变换计量器是智能电度表关键部件之一，采用我国检测电量常用芯片BL0932和外接采样用户电压、电流变换器技术而实现记录用户用电数据的。如图4左边的虚框所示。专用芯片BL0932是由乘法器、电压频率变换器(V-F)和脉冲计数器组成的。

智能电度表的基本工作原理简述如下。

根据有功电能的计算方法：

电流信号i：电流信号是从串接于用户电流回路上的一段优质（温度性能好、电阻率为0.44～0.5Ωmm2/m）的一级精密锰铜合金获取的。

电压信号u：电压信号是直接从跨接在相线和零线之间的精密电阻分压器上获取的，u≈0.63 V。

这样, 电压信号u（t）和电流信号i(t) 输入到BL0932的乘法器中进行相乘, 在△（t）时间内得到一个正比于电能的电压信号E, 此电压信号E经V-F变换器变换后, 输出一个正比于电能的脉冲信号。脉冲信号经脉冲计数器计数后，再经光电隔离器送入单片机AT89C51并由单片机将BL0932送出的脉冲信号转换为的电度数，并计算其功率。

若脉冲信号在△(t)时间内的汁数值为N, 则在△(t)时间内的平均功率为：

P=NΔ(t)(2)

然后单片机AT89C51将上述计算的电度数据存入24C04内，它是一种具有低电压、用施密特触发、高可靠、可擦写百万次的、数据可保存100年的、采用串行两总线进行读写的、字位存贮容量为512×8（4K）等性能的EEPROM 存贮器。

电度表的主程序是根据它的主要工作情况来设计的，根据上述分析可知：它就是一个定点4字节求和程序。设存放在EEPROM中第K～K+3单元的电度数值为加数；单片读取电能计量器输出的脉冲信号并转化为电度数值后、暂存在单片机片内数据区中50H～53H的、当前用电数据为被加数。程序中以DPL为计数器指针，R0存放求和数据，R1作被加数地址指针，R2作加数地址指针。则电度表的主程序流程图如图4所示。

值得指出的是：本系统的路由器和电度表在选用单片微机时，都采用AT89C51型号单片机。这样做主要考虑到MCS-51系列单片机具有下述特点：一、AT89C51片内有4K Flash存贮器可作程序空间。二、MCS-51系列单片机片内有位寻址和字节寻址内部数据存贮器，可作特征标志位和存放待写、读的电度数据用。三、80C51单片机具有节电运行方式和掉电保护方式，这对本系统内路由器和电度表的工作和运行具有极其重要意义，节电运行方式可使处在非访问、读数期间节省电能；而掉电保护方式，则使遇到电网突然仃止供电的路由器和电度表能及时保存重要数据，以利于电网恢复供电时，系统能正常地继续工作。

同时，必需指出的是：尽管采用计算机远程监控用户电度表的优点很多，但是由于系统较复杂、涉及面较广, 目前要推广使用本研究系统, 需要各方协调、共同努力才能快速实施。

参考文献

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［3］孙育才.MCS-51,列单片微型计算机及其应用［M］.上海：东南大学出版社,2000.

作者：李　文

电流变换器应用管理论文 篇3：

开关电源设计

【摘要】随着便携式电子器件的应用日益广泛，多功能作为便携式的电子器件的一项特色也不断地遇到新的挑战。开关稳压电源具有集成度高、外围电路较为简单、电源转换效率高等优点，在各种电子产品中得到广泛的应用。本文对开关电源进行了设计。

【关键词】开关电源；主电路；控制电路

1.引言

开关电源是指通过控制开关晶体管开通和关断时间的比率，维持稳定输出电压的一种电源。开关电源被人们誉为十分高效节能的电源，它代表稳压电源发展的方向，现已经是稳压电源主流产品。开关电源的内部重要元器件均运行在高频开关的状态，本身消耗很低的能量，其电源的效率可以达到百分之八十到九十，是普通的线性稳压电源效率的将近两倍。开关电源也被叫做无工频的变压器电源，它利用体积很小高频的变压器以实现电压的转变和电网隔离，不仅可以去掉十分笨重的工频变压器，而且可使用体积很小的滤波元件以及散热器，这就为研究和开发的高效率、高可靠性、高精度、体积小、重量轻的开关电源打下了坚实的基础。

2.开关电源的实现方案研究

2.1 开关变换器的拓扑结构

现代直流稳压电源可分为直流稳压开关电源和交流稳压开关电源两大类，前者可输出质量相对较高的直流电压；后者可输出相对质量较高的交流电压。本研究课题的研究范围属于前者的，直流变换器按照输入与输出间是否含电气隔离，可以分成两类：无电气隔离的直流变换器称为不隔离的直流变换器，具有电气隔离的直流变换器称为隔离的直流变换器。

不隔离的直流变换器根据使用的有源功率器件的个数，可以分为单管、双管以及四管共三大类。采用单管的直流变换器共有六种，包括降压式(Buck)、升压式、Cuk、Zeta、升降压式和Sepic等。这六类单管式变换器当中，降压和升压式是最为基础的，另外四种则是衍生出来的。双管式直流的变换器中有双管式串接的变换器。全桥式直流的变换器是通常用的四管式直流的变换器。隔离直流的变换器同样可以根据所用开关的器件个量进行分类。单管的包括正激式和反激式两类。双管的有正激、推挽、反激和半桥四种。四管式直流即全桥式直流。隔离直流通常使用变压器来造成输入以及输出间的电气隔离，变压器其本身就具有变压功能，将有利于扩展变换器的使用范围以及利于完成多路不同的电压或者多路相同的电压输出。

2.2 开关变换器的软开关的技术

PWM技术已经在电力电子电路中得到了日益广泛的应用，一般说来是指在开关变换的过程中保持开关频率的恒定，但通过改变开关接通时间的长短，使负载变化时，负载上电压输出变化却不大的方法。但这种开关技术是一种“硬开关”，也就是开关管的通断控制与其上流过的电流以及器件两端所加的电压并无关系，功率开关管的开通、关断在器件上的电流或电压不等于零的状态下强迫进行，开关损耗很大。特别是现代电力电子技术正向频率更高的方向发展，PWM硬开关技术将使得开关损耗成为高频化发展的显著障碍。

高频软开关技术大致可以分为以下三大类：

（1）谐振式变换器(串联谐振，准谐振，并联谐振和多谐振)；

（2）有源钳位的ZVS单端变换器；

（3）零开关--脉宽调制变换器(ZVS/ZCS-PWM、PSC FB ZVS-PWM、ZVT/ZCT-PWM变换器)；根据本研究课题所探讨的电源功率大，开关频率高的特点，选用串联谐振变换器等这类谐振变换器和零开关PWM DC/DC全桥变换器以实现软开关，则较为适合。下面以这两类中较为典型的移相全桥ZVS-PWM变换器和串联的谐振式变换器为例，对这两类变化器的特点进行综合比较。

2.3 移相全桥ZVS-PWM变换器与串联式谐振变换器相互比较

谐振式变换器包括串联谐振式和并联式，在谐振的变换器中，谐振元件一直谐振工作，可参与能量变换的全过程。串联式谐振的变换器可实现开关管软开通或者软关断，改善开关管的工作条件；这类的基本控制方式是调频控制；变换器回路电流近似为正弦波，它的EMI小；但同时存在以下缺点：

（1）开关器件通态电流或断态电压的应力较大。对于在电压模式下的谐振开关，开关于零电压下所进行的开通与关断所承受的断态的峰值电压可为其输出电压值的两倍还要多，对于电流模式，则通态的电流峰值可达到输出电流值的两倍还多，通态损耗比较大。

（2）开关的器件工作频率并不为恒定。采用调频的方式控制，当电源或者负载变化，便只能依靠改变开关的器件的运行工作频率来调节相关的输出的电压值，使频率的变化范围很大，以致对功率变压器、输入、输出滤波器的设计以及优化均难以进行，且频率大范围变化并不利于与下级变换器的同步。

3.开关电源的主电路设计

3.1 高频变压器的设计

开关电源主电路主要是处理电能，也就是功率变换。主电路主要包括输入滤波电路、高频变压器、逆变电路、输出滤波电路等部分。主电路的设计一般在整个电源设计过程中具有最为重要的地位。

变压器是开关电源中的核心元器件，许多其他主电路的元器件参数设计均考虑了变压器参数，因此，应首先对变压器进行设计制造。高频的变压器在运行时电压、电流均不为正弦波，因此，工作的状况与工频并不一样，计算公式也不尽相同。需计算的参数包括铁心的尺寸、导体的截面积、各绕组的匝数及其结构等，它们的基础参数是工作电流、电压和频率等。

3.2 输入端整流式滤波电路设计

交流的输入一般使用包括单相输入和三相式输入（包括四线方式和无中线的方式）。对于中大功率的场合，考虑到单相整流电压相对三相整流电压要低得多，使DC-DC电路电流变大，功耗也增大，单相整流和三相整流比较而言直流脉动也比较大，因此，采纳三相输入，故本设计中输入部分使用三相的无中线的控制方式，经过功率控制的二极管形成三相的桥式的整流器以输出脉动的直流波形，并且在整流器的输出端接上LC滤波网络，使脉动电流变成平滑的直流。

输入滤波电容(C1)主要功能是起到滤波以及使得输出直流电压变得平滑，并减小脉动作用，故输入端滤波的电容的挑选是相当关键。一般情况下，输入滤波的电容值根据控制纹波来估算，也就是为了确保逆变电路供应稳定直流电压，滤波电路时间常数必须为纹波中基波周期的6倍以上，由此根据直流输入电压、电流推算出输入滤波电容值。

3.3 输出整流回路的结构设计

一般而言，输出整流回路包括两种，一种为四个二极管组成的单相式全桥整流，另一种是两个整流二极管组成的单相式全波整流。比较两者，全波式整流电路的二次绕组具有中心抽头，结构较为复杂；而全桥式整流相对于全波式整流多采用了两个二极管，成本较高，若输出的电流大，那么整流桥上的二极管总通态损耗也变大，影响了变换器的效率，但是对于波整流电路，二极管所经受最大的反向电压是全桥整流电路值的两倍。通过以上的考虑，当输出的电压较高，且输出的电流较小时，一般采取全桥整流的方式；而输出的电压比较低，且输出的电流较大时，一般使用全波整流的方式。结合本课题所研究的情况，输出整流电路选用单相的全桥整流电路。

3.4 功率开关器件的选型设计

目前，在高频开关电源中使用最为广泛的功率开关器件是MOSFET和IGBT，在功率转换的应用中，MOSFET的导通损耗与开关损耗之比约为3:1,而相比之下的IGBT的导通损耗与开关损耗之比约为1:4。MOSFET较高的导通损耗是由较高的RDS(on)引起，而IGBT较高的开关损耗是由关断时电流拖尾所导致的。相比较而言IGBT的开关速度是低于功率MOSFET的，目前开关速度最快的IGBT的开关频率可以达到150kHz（IR公司的开关频率可高达150kHz的WARP系列400～600V IGBT），而MOSFET的所能达到开关频率则比IGBT高出许多，且在开关频率很高的时候，IGBT的开关损耗比MOSFET要大，故本课题研究采用MOSFET作为逆变电路的功率开关器件。

通常，若主电路工作在硬开关条件下，功率开关管的额定电压常常要求大于直流母线电压两倍。而本电路工作在零电压开关的条件下，功率开关管额定电压可以适当降低一些，因此可选为600V。

3.5 附加谐振电感设计

通过研究移相全桥ZVS-PWM变换器可看出，开关的过程中，输出滤波电感是参与串联谐振的，它的能量很大，已可满足开关管的并联电容器进行充放电的需要，因此超前臂较易实现ZVS；但滞后臂于开关的过程中，变压器副边为短路，仅剩下变压器的原边漏感的能量可参与谐振，并不能快速完成其并联电容器充放电的过程，滞后桥臂达到ZVS相对较为困难。故为了促进滞后桥臂达到ZV S，我们可另外增设附加的电感量，从而为并联电容器充放电提供足够多的磁能。

4.开关电源控制电路设计

4.1 开关电源控制电路设计

开关电源的主电路主要任务是处理电能，而控制电路的主要任务是处理电信号，它控制着主电路中各个开关器件的工作，控制电路的设计质量对电源的性能甚为重要。一般由驱动电路，PWM控制电路，调节器电路及保护电路组成。

其中，PWM控制电路的作用是将于一定范围内不断变化的控制量模拟信号转换为PWM信号，通常集成的PWM控制器可将误差电压放大器（EA），振荡器，PWM比较器，基准源，驱动，保护电路等常用开关电源控制电路集成在同一个芯片中，组成功能完整的集成电路，成为控制电路的核心。

4.2 移相PWM控制芯片UC-3879特性

这里UC-3879的系列IC是指UC-3875的改进产品，它是一个含软开关的功能的PWM式驱动器，采用移相开关方式调节半桥电路的驱动式脉冲的电压，同时控制了全桥式变换器的功率管，使固定的频率的脉宽调制器和谐振零电压的开关结合以具有相对高性能。此芯片除了可在电压模式工作，同时可工作在电流模式，并且具有快速的过流保护功能。UC3879可以独立编程以控制时间延迟，在每只输出级开关管导通之前提供足够的死区时间，为每个谐振开关区间里实现ZVS留有余地。

4.3 驱动电路设计

驱动电路是主电路与控制电路的接口，同开关电源的可靠性，效率等性能关系密切。驱动电路对快速性有较高要求，能提供一定的驱动功率，并具有较高的抗干扰和隔离噪声的能力。通常MOSFET的驱动电路包括以下三类：

1)使用光耦合器作为电气隔离的驱动电路，它由电气隔离及放大电路两部分构成，可以获得很好的驱动波形，但由于受到光耦响应时间限制，当开关频率较高时，驱动延时显著(为微秒级)，并且需要独立的驱动电源。

2)使用集成驱动芯片(比如IR2110)的驱动电路，根据自举原理，驱动高压侧和低压侧的两元件时，并不需独立电源，驱动延时较小(纳秒级)，适用的开关频率高，驱动波形理想。但是当MOSFET并联时，该电路驱动能力显得不足，需要增加放大电路。

3)使用脉冲变压器的驱动电路，它的电路结构简单而可靠，并不需独立驱动电源，延时小（为纳秒级），适用的开关频率很高。本设计依据自身的特点，采用脉冲变压器来组成驱动电路，电路的结构简单，延时较小（经实验测定本电源驱动电路延时小于50ns）,可靠性较高。

4.4 电源容量扩充的途径

自八十年代，伴随高频电源技术及新型功率器件的快速发展，大容量高频开关电源的研究和开发逐渐成为当今电力电子学的主要研究方向，并且派生了多个新研究方向。我们从电路的角度来考虑开关电源的容量扩充，将容量扩充技术分为二大类：

第一种，通过器件的串、并联增大电源工作电压或工作电流，以实现扩容的目的；

第二种，通过将多台单个电源并联，实现扩容和冗余设计的目标。

对于前者，器件的串、并联的方式中，需要特别处理串联式器件均压问题以及并联器件均流问题，考虑到器件的制造工艺以及参数离散性，限制器件相互之间的串并联的数目，同时串、并联的数量越多，那么装置可靠性将会越差。

对于后者，多台电源并联的技术是基于器件的并联技术进行大容量的可行方式，借助可靠电源并联技术，在单机的容量合适的情况下，可简单通过并联的运行方式得到非常大容量的装置，每台单机仅为装置的一个整理单元或一个相关的模块。大功率电源系统是由若干个较小的模块化电源形成的。在空间上，各个模块接近于负载，供电的质量高，采用调整并联模块数量以符合有差异的功率负载，设计较为灵活，每个模块可承受较小的电应力，开关频率将达兆赫级，从而提高系统的功率的密度。另外，模块化的电源系统突破了仅仅只有单个电源的功率限制，用户可如同搭建积木一般，按照电源功率进行最佳的组合，当某一个模块发生了故障，可热换掉此模块，这时其他的模块会均担此故障模块负载，并不影响整体系统工作，以提升系统安全，且方便维护，节省了投资。

4.5 开关电源电磁兼容的设计

随着电子电路不断向高密度高集成化的方向发展，我们对电源产品的要求越来越高。体积小、高效能、重量轻、高可靠性的“绿色电源”已不可避免地成为下一代电源产品的发展趋势。功率密度急剧增大将导致电源内部电磁环境日益复杂，由此产生的电磁干扰对电源及其周围的电子设备正常工作都产生威胁。同时随着国际电磁兼容法规变得日益严格，国内已经以新的3C认证取代了CCIB和CCEE认证，对开关电源在电磁兼容方面的要求更加详细、更加严格。目前，如何降低以致消除开关电源的EMI问题已成为全球开关电源设计师和电磁兼容设计师密切关注的问题。

电磁兼容(EMC)是说在十分有限的时间、空间和有限的频谱范围内不同的电气设备共同存在但却不会造成各个电气设备的性能下降，包括电磁敏感(EMS)和电磁干扰(EMI)这样两个方面。EMS是指电气设备抵御电磁的干扰方面的能力，EMI则指的是电气设备向周围环境发出噪声。某一台具有十分良好的电磁兼容的性能设备，将会既不会遭到周围的电磁噪声的影响，同时对周围的环境也不会形成较大的电磁干扰。

参考文献

[l]刘军.开关电源的应用与发展[J].大众用电,2002(12):16-17.

[2]丁道宏.国内外开关电源发展展望[J].电气时代,2000(10):14-15.

作者简介：

方传伟（1976—），男，河南潢川人，大学专科，助理工程师，现供职于中石化中原油田分公司天然气处理厂，研究方向：电子电气。

李占丽（1979—），女，河南淇县人，大学本科，技术主办，现供职于中石化中原油田分公司天然气处理厂，研究方向：装置设备管理。

作者：方传伟 李占丽