多电平变流器

多电平变流器（精选八篇）

多电平变流器 篇1

关键词：模块化多电平换流器,控制系统,实时性

当前,无功发生器(SVG)、高压变频器和高压链式储能系统采用的级联H桥结构,以及在柔性高压直流输电应用的MMC-HVDC结构,均属于模块化多电平变流器。其共性的一点在于不同模块之间电位不同,不同子模块控制系统之间以及主控制器与子模块控制器之间电气上相互隔离,隔离电压达到10~35 k V。模块化多电平换流器的正常工作需要主控制器与子模块控制器的协调配合,控制器发送的控制指令能否始终及时被子控制器接受并产生所需的严格的控制、驱动和反馈时序决定着整个系统能否可靠运行。为此,必须保证主控制器与子模块控制器通信的实时性,以及各个子模块通信的一致性,即上位机从发送控制指令到每个子模块接收并产生驱动信号的延迟时间尽可能短且接近一致。

当前,模块化多电平控制系统构架有两级和三级两大类。两级控制系统架构由主控制器和从控制器两级组成,主控制器负责系统采样、控制运算以及PWM调制和生成,从控制器主要负责子模块开关信号的输出。三级控制系统架构相对于两级控制系统架构增加了中间层——辅助控制器,每个辅助控制器控制一相或1个桥臂上的若干个子模块控制器[1]。

1 模块化多电平变流器控制系统特点

模块化多电平变流器的主电路拓扑结构决定了其控制系统具有如下特点:1)控制系统为分布式主从结构,主从之间和从从之间在电气上均相互隔离;2)对上层控制器运算处理,对于模块数量较多的情况采用两级控制架构,对于模块数量众多的情况采用三级控制架构,以此分担控制处理任务;3)子模块控制器功能和结构相同,可相互替换;4)控制系统的时序控制能力要求高,需要采用高精度高频的数字电路来实现;5)控制系统具有软件和硬件的扩展能力[2]。

2 控制系统设计

2.1 控制系统架构

本文设计的模块化多电平变流器模块数量在100左右,因此采用了两级控制系统架构,其结构和主控制器与子模块控制器功能分工如图1所示。

主控制器采用DSP+FPGA的硬件构架,除利用DSP的高速数据处理能力实现变流器功能控制算法,DSP还实现对电网电压、桥臂电流的采样,对采样得到的电压模拟量,转换成16位的调制信息。FPGA则发挥其高速时序处理能力和资源丰富的优势,将来自DSP的调制数据量作为载波移相参考值,通过载波移相得到各个子模块开关控制信号,然后将控制信号编码通过光纤通信发送给下位机各个子模块。DSP和FPGA之间采用双口RAM进行数据的交互。

子模块控制器采用FPGA为核心辅以相关硬件电路组成。每一个子模块由1个控制器控制,实现对上位机控制信息的接收;子模块上、下2个开关管的驱动信号及其死区的生成、过流保护;子模块电池电压信息及子模块故障信息(过流故障、通讯故障)的实时监测和信息上传[3]。

图2以1个子模块为例,显示了各个控制器之间信息交互的方式与具体内容,主控制器DSP与FPGA之间通过FPGA内部的双口RAM进行并行通信,主控制器FPGA与子模块FPGA之间采用光纤以串行通信的方式进行信息交互。

2.2 载波移相设计

主控制器产生并发送给各个子模块控制器的PWM控制信号采用载波移相调制技术实现。以每相4个子模块级联的拓扑结构为例进行分析,主控制器FPGA产生4个幅值和频率完全相同的三角波作为载波且任意2个相邻载波的相移为90°。

实际设计中,为保证响应速度和时序的精度,计数器的频率设计为130 MHz,计数位数设计为16位,如此可保证控制时序的分辨率达到7.7 ns。主控制器FPGA定义4个计数器,相邻2个计数器延时四分之一载波周期,每个计数器从零逐一加到计数峰值然后再逐一减到零。三角波作为载波的频率为1 k Hz,主控制器DSP以6k Hz的频率更新调制信息,将16位的调制信息发送给主控制器FPGA,作为FPGA内载波移相的比较值。通过载波与调制波的比较,即计数器值与调制数据值比较,产生控制子模块的PWM。

图3所示为三角载波与调制波比较得到的PWM信号波形图。图3中从上到下依次为上桥臂子模块1,下桥臂子模块1,上桥臂子模块2,下桥臂子模块2的PWM波形,其中上桥臂和下桥臂中子模块的控制信号互补。

调制信息为16位的数据,设DSP采样得到的电压值为U(其中U经过抬升,范围0~3.2 V),则调制信息:

16位的调制信息为data取整并转换成16位2进制数。

2.3 控制器间的通讯设计

2.3.1 主控制器DSP与FPGA信息交互

主控制器DSP和FPGA作为核心部件,向子模块控制器发送控制信号,处理子模块控制器上传的子模块信息,协调控制模块化多电平变流器的正常运行。

主控制器FPGA与DSP的数据交互不多,但实时性要求高,因此通过FPGA内双口RAM实现。在FPGA内定义1块容量为256,字长为16的双口RAM。主控制器DSP与FPGA之间通过并行总线的形式通讯,地址总线宽度为8位,数据总线宽度为16位。如此满足数据交换速度、数据数量和数据精度3方面的要求。

根据RAM由DSP写入还是FPGA写入,双口RAM的存储地址分为两部分。

DSP向RAM写入的数据信息包括标志数据,控制数据以及调制信息。标志数据指示DSP是否已经向RAM写入新数据。控制数据,指示调制信息是否考虑电池电压均衡以及是否停机。

FPGA向RAM写入的数据信息包括标志数据、子模块状态信息(是否有通信故障或者过流故障)、子模块电池电压信息及总状态信息。

2.3.2 主控制器FPGA与子模块FPGA串行通信

主控制器FPGA内产生一系列固定相位差的三角载波,与从DSP读到的调制信息比较,产生控制每个子模块的PWM,向下位机发送控制信号,控制下位机上、下开关管的开闭。

上位机主FPGA与下位机子模块FPGA的信息交互,采用自定义的串行通信协议,如图4所示。

主FPGA与子模块FPGA通讯以11位/帧的格式进行传输,波特率为1 Mb/s,无论上位机向下位机发送信号还是下位机向上位机发送信息都是以相同的通讯格式,包括1个起始位、8个数据位、1个校验位和1个停止位。上位机主FPGA与子模块FPGA通讯的时钟周期为88 M,1位包含8个时钟周期,一帧有11位,传输1帧所需时间1μs。

主控制器FPGA向子模块FPGA发送信息包括2个过程。首先主控制器FPGA与子模块FP-GA建立同步。主控制器FPGA上电后,立即向子模块FPGA发送自定义的同步PWM,子模块FPGA上电后立即开始检测,如果接收到符合定义要求的PWM信号,子模块FPGA向主控制器FPGA返回1个同步确认信号,此时子模块FPGA同步完成,等待接收上位机发来的控制信号。当主控制器FPGA接收到子模块FPGA返回的同步信号时,主控制器与子模块控制器完成了启动同步过程。

同步完成后即可发送控制指令,数据位第1位,为闭锁信号位,当其为1时,上下开关管均关断;为0时,开关管处于控制状态。数据位第2位,为控制位,为1时,上管导通下管关闭;为0时,上管关闭下管导通。其余数据位为保留位。

若在系统正常工作过程中,主控制器或者子模块控制器在一定时间内没有收到来自对方的信号,则认为通讯中断(如光纤连接断开),此时主控制器与子模块控制器重新启动同步校验,回到初始检验同步的状态,即主控制器FPGA不断发送同步信号,子模块FPGA处于等待接收同步信号的状态,待通讯线路恢复正常后,子模块检测到主控制器发送的同步信号后向主控制器返回同步确认信号,双方均确认同步后,恢复正常数据发送状态。

子模块FPGA接收完来自主控制器的控制指令后,就产生1个发送使能信号,向主控制器发送当前子模块的状态信息及电池电压信息。发送的信息为连续的4帧11位数据,前2帧为子模块状态信息,包括是否通信故障及是否过流故障;后2帧为电池电压信息。

整个MMC系统控制器的控制时序,如图5所示,刚启动时,主控制器FPGA和各子模块FP-GA存在一个“握手”的过程,等子模块都处于准备就绪的状态时,主控制器DSP开始采样,采样频率是6 k Hz。DSP将16位的调制信息发送给主控制器FPGA,FPGA通过载波移相形成各个子模块的控制信号,发送给各个子模块,子模块FPGA对控制命令进行解码,生成开关管的控制信号。接收到主控制器信号的同时,各个子模块上传状态信息及测量量,保存到主控制器FPGA的RAM内,等待DSP读取相应地址的信息。

在上述时序的情况下工作,保证通信的实时性非常重要,通信的实时性直接影响到控制的效果,同时还必须保证子模块通信的一致性,即在保证通信实时性的同时,各个子模块通信过程产生的延迟要大致相同。

2.4 控制系统的实时性保障和分析

为了保障控制系统的实时性与一致性,主控制器采用FPGA,实现6 N个子模块控制信号的产生与发送,FPGA使用硬件电路完成相应逻辑与时序的处理,具有硬实时的并行处理能力,硬实时保障了控制信号下发的实时性,并行处理能力保障了不同子模块控制信号的产生与发送具有一致性,保证有效的控制[4]。

主控制器FPGA与子模块FPGA通信采用自定义的串行通信协议,波特率为1 Mb/s,上位机与子模块通信在1μs时间完成,同时主控制器编码以及子模块解码得到开关管控制信号需消耗5个左右系统时钟周期即50 ns左右。主PFGA与子模块FPGA间采用光纤进行通信,保障长距离通信的实时性,光纤接收器采用AVAGO公司的R-2624Z型号,发射器采用T-1624Z型号,查其数据手册,发射与接收各有30 ns的延时,即共有60 ns的延时。

从上位机主FPGA产生控制信号到下位机接收并产生相应的开关信号约有1.11μs的延时,根据分析,延时主要来自串行通信1μs,信息处理50 ns,光纤发射及接收延迟60 ns。1.11μs的延时满足系统实时性的要求,不影响系统的控制。不同子模块与主FPGA通信的延迟,其中串行通信与信息处理的1.05μs延迟理论上一致,光纤发射及接收的延迟在理论值60 ns附近波动,不会有较大的误差。不同子模块与主FP-GA通信延迟均保证在1.11μs左右,具有良好的一致性。

3 实验验证

3.1 实验平台

基于上述控制系统架构及控制器间通讯的设计,研制了模块化多电平换流器(MMC)样机。主控制器中的DSP采用TI公司的F28M35H52C1,FPGA采用Altera公司CycloneⅣ系列型号为EP4CE30F23C7的芯片,子模块控制器中的FP-GA采用Actel公司的Pro ASIC3 A3P060芯片。主控制器与子模块控制器之间采用光纤进行通讯,光纤接收器采用AVAGO公司的R-2624Z型号,发射器采用T-1624Z型号。

3.2 实验结果及分析

正常工作时,主控制器DSP采样处理后得到的16位调制信息,通过总线的形式发送给主控制器FPGA作为载波移相的比较值;主控制器FP-GA通过载波移相得到多路PWM,每一路均通过光纤与子模块控制器进行通讯。每个子模块FP-GA对接收的信息进行解码,产生2路死区为1μs的PWM开关信号,控制MOSFET的开合。

如图6所示,波形1为主控制器载波比较得到的PWM,波形2为子模块产生的上管控制信号,波形3为子模块产生的下管控制信号。比较图中波形1与波形2可知,子模块产生的PWM控制信号比主控制器载波比较得到的PWM延迟约1.128μs;比较图中波形2和波形3可知,子模块产生的上、下管PWM开关信号,有1个约1μs的死区。

由上述实验结果知,从主控制器载波比较得到PWM控制信号到下位机处理接收数据产生相应PWM开关信号,大约有1.128μs延时,与理论上得到的1.11μs延时相近,在允许误差内,保证了实时性,不影响控制。同时,上、下2个开关管控制信号之间有1个1μs的死区,和程序设定值一致,符合要求。

实验测试中选取载波信号为1 k Hz,调制波信号为50 Hz,载波比为20。使用示波器观测载波移相得到PWM信号波形。图7所示为控制一相4个子模块的PWM波形,4个PWM波形通过载波移相得到,其中波形1、波形2分别为上桥臂2个子模块的控制信号,波形3、波形4为下桥臂2个子模块的控制信息,波形之间间隔一定的相位差,且上桥臂与下桥臂子模块的控制信号互补,符合设计要求。

4 结论

模块化多电平变流器控制系统具有分布式、实效性、时序精确和高度电气隔离的特点。本文设计并实现了模块化多电平变流器控制系统,并通过样机对主控制器与子模块控制器通信的实时性和载波移相调制功能进行了验证。主控制器中FPGA的硬实时并行处理能力,高速光纤和自定义的高速通讯协议,从硬件和软件方面保障了通信的实时性。另外,在通讯过程中,还实现了开机自检,通讯异常解除后重连的功能,保证了通讯的准确性和抗干扰性,保证了系统的正常安全运行。

参考文献

[1]王莹.基于光纤复用技术的模块化多电平变换器控制系统研究[D].杭州:浙江大学,2015.

[2]翟晓萌.MMC-HVDC物理模拟系统子模块控制器的研制[D].保定:华北电力大学,2014.

[3]罗程,赵成勇,张宝顺,等.基于MMC的柔性直流输电站级控制器的设计及其动模实验[J].现代电力,2015,32(2):64-69.

多电平变流器 篇2

[关键词] 多电平 2H桥级联 载波移相

1.引言

自90年代初以来,多电平逆变器在高电压、大功率方而得到越来越广泛的应用。根据其结构形式,多电平逆变器可以分为:钳位式多电平逆变器、级联式多电平逆变器、层叠式多电平逆变器和多重叠式逆变器四种。相比较而言,级联式多电平逆变器具有以下优点:

1) 输出电平数相同时,元器件数量最少;

2) 不需要钳位二极管和钳位电容,不存在均压问题;

3) 功率器件工作在基频状态,开关损耗小,并且效率高;

4) 适合模块化控制,控制方式比较简单;

5)整个系统的输入功率因数高,谐波小,对电网的污染小;

6)各个模块都相对独立,当某个模块出现问题,容易检测;

利用级联式逆变电路可以利用最少的器件输出最多的电平数,并且还能提高输出功率和输出电压,实现模块化控制,简单易操作。在级联式多电平逆变电路中,常见的有2H桥级联、3H桥级联、混合级联等,本设计决定采用2H桥级联逆变电路作为主电路拓扑结构。

2. 2H桥级联主电路

图1所示的为单相2H桥级联逆变电路。通过不同的脉冲调制控制方式来控制功率开关管的导通与关断,形成一系列的阶梯波,以阶梯波来逼近正弦波来满足应用要求。

图1 单相2H桥级联逆变电路

级联型多电平逆变电路输出电平数M与逆变单元个数N之间满足以下的关系:

(1)

图1所示为单相2H桥级联,。根据式(1)可知,输出的电平数,输出电平为:、、0、、。如图2所示。

图3三相2H桥级联逆变电路拓扑结构,每一相由两个结构相同的逆变单元组成,输出的相电压为五电平,线电压为九电平。由于输出的电平数比较多,减少了输出电压波形中谐波的含量,改善了输出电压波形。

图3 主电路拓扑结构

3.载波移相PWM控制

控制策略能直接影响一个逆变电路工作性能的好坏,尤其是多电平逆变电路。它需要控制的目标比较多、性能要求也比较高。因此,选择一个适合電路特性的控制方式就显得尤为重要。控制主要有两个目的:一是控制输出电压;二是改善输出波形并且平衡分压电容的电压。

本文设计采用2H桥级联逆变电路作为主电路,其特点是通过串联叠加输出大电压、大功率。但在进行叠加时必须遵循两个原则:

1)进行级联叠加时,每个2H桥必须具备独立的电源;

2)每个2H桥必须工作在正反向导通,正反向旁路四种工作状态,否则逆变电路不能正常工作;

为了满足2H桥分别工作在四种工作状态下,必须采用双极性三角载波移相PWM来控制2H桥的每一个桥臂。三角载波移相PWM控制是指,对于N个功率单元级联,分别将载波移相,与同一调制波进行比较,产生N组PWM控制信号去驱动控制N个功率单元。这种控制方法能够很好地降低开关频率。图4为2H桥级联多电平逆变器的控制电路,它由N个依次移相的三角载波发生器,三相正弦波发生器、用来产生PWM控制信号的比较器三部分组成。

图4 2H桥级联式多电平逆变器控制电路

采用这种控制方式,可以保证每个2H桥工作在四种工作状态下,满足2H桥级联的必备条件。这种方式在级联式逆变器中应用广泛,控制技术成熟、效果好。

4.仿真分析

利用MATLA B的SIMULJNK仿真工具对木文所提出的2H桥级联的多电平逆变器进行了仿真.因为3相对称,这里只对一相进行了仿真,仿真结果如下图所示:

图5 主电路仿真框图

图6 H桥输出电压波形

图6所示的为单个H桥的输出电压波形,从图中可以看出为三电平输出,符合设计要求。

图7 单相级联逆变电路输出电压波形

图7所示的为2H桥级联后的输出电压波形,为五电平输出。通过仿真验证,输出波形良好,证明了主拓扑结构和控制电路的正确性。

5.结语

木文主要分析2H桥级联多电平逆变电路的拓扑结构及其特点,选择适用于2H级联的载波移相控制方式,改善了输出波形,减小了输出电压的谐波畸变率。并运用MATLAB进行仿真验证方案的正确性。

参考文献:

[1]刘凤君.现代逆变技术及应用[M].北京:电子工业出版社,2007.

[2]刘凤君.多电平逆变技术及其应用[M].北京:机械工业出版社,2007.

[3]吕晓美.H桥级联型高压变频调速系统的应用研究[D].辽宁工程技术大学,2005.

多电平变流器 篇3

模块化多电平变流器是本世纪诞生的一种新型多电平变流器[1],具有能够实现模块直接级联、输出多电平、能够组成背靠背四象限变流器等优点[2],因此受到了各国专家学者的密切关注。文献[3]中详细介绍了模块化多电平变流器的拓扑结构,并给出了一种控制方法。文献[4]详细分析了模块化多电平变流器的数学模型及其电流解耦控制策略。现阶段,模块化多电平变流器在轻型直流输电[5,6,7,8]、无功补偿[9,10,11]等领域得到了广泛应用。

然而,模块化多电平变流器的模块电容是悬浮的,在运行过程中模块电容会被频繁地充放电,模块电容电压将出现波动且波动值与变流器运行频率成反比[12],当运行频率较低时将无法正常工作,因此模块化多电平变流器目前还未应用于变频调速领域。针对变流器很难运行于低频状态的问题[13,14],文献[15]提出了一种低频控制方法。

本文通过瞬时功率方程分析了模块化多电平变流器能量传递过程:①直流侧通过桥臂共模电流分量将能量传递给变流器上、下桥臂,变流器上、下桥臂通过桥臂电流差模分量将能量传递至输出侧;②变流器上、下桥臂能量之差与变流器工作频率成反比,当变流器工作在低频状态时,上、下桥臂能量之差过大,将使得变流器无法正常工作。

本文从能量平衡的角度分析了文献[15]所提出的低频控制方法,并指出采用该方法后变流器桥臂电流较大,影响了变流器安全运行。针对此问题,本文提出了一种在桥臂共模电流中加入高频正弦分量,并同时在变流器输出共模电压中加入同频的高频方波分量的控制方法。该方法不仅能够有效抑制模块电容电压波动,平衡上、下桥臂能量,同时相比于在共模电压中加入高频正弦分量的控制方法,桥臂电流明显减小。最后,通过阻感负载和异步电机拖动实验证明了本文所提出的方法的有效性。

1 模块化多电平变流器的拓扑结构

如图1所示为模块化多电平变流器的拓扑结构,变流器由三相6个桥臂、6个电感构成。

其中各相由2个桥臂、2个电感串联组成,各个桥臂由若干个功率模块依次串联构成。各功率模块由2只带反并联二极管的开关器件串联再和1个直流电容并联构成。调节各功率模块中开关管的导通与关断,变流器即可根据给定值输出所需的三相电压值。

2 模块化多电平变流器低频运行时存在的问题

如图2所示为模块化多电平变流器的单相等效电路。上桥臂与下桥臂级联模块可以等效为受控电压源uup与udown;Lbridge为桥臂电感;直流侧输入电压和交流侧输出电压分别可以表示为Udc与uout电机负载可以等效为带反电势的阻感负载,负载电阻、电感与反电势分别可以表示为R,L和ui;上桥臂电流与下桥臂电流分别用iup与idown表示。将桥臂电流分解为两部分,一部分为直流侧输入电流分量,即上、下桥臂电流共模分量icom,另一部分为交流侧输出电流分量,即上、下桥臂电流差模分量iout。于是,上桥臂电流与下桥臂电流可以表示为:

上桥臂与下桥臂级联部分电压可以表示为

因此,上桥臂与下桥臂级联部分所吸收的瞬时功率可以表示为:

上桥臂与下桥臂瞬时功率之和与瞬时功率之差可以表示为:

由式(4)可以看出,直流侧通过桥臂共模电流icom将能量输送到变流器上、下2个桥臂中,变流器两桥臂通过输出电流iout将能量传递到交流侧。变流器稳态运行时,不考虑桥臂能量损耗,在运行周期T内,直流侧流入桥臂的能量必然等于桥臂输出到交流侧的能量,即有

式中:T0为起始时间。

在实际工作时,常对桥臂共模电流进行控制,使得桥臂共模电流满足式(7)或者式(8)。

事实上,无论是哪种控制方法,桥臂共模电流中主要含有的均是直流分量与二倍频分量[14]。分析式(5)可以得到,在运行过程中,上、下桥臂瞬时功率之差将出现基频分量与三倍频分量。在控制周期内,对桥臂功率分量积分,由定积分特性可知,上、下桥臂能量波动将与变流器运行频率成反比,因此,当模块化多电平变流器调速系统控制电机启动或者运行于低频状态时,上、下桥臂能量将出现严重偏离,其表现为上、下桥臂模块电容电压将严重偏离给定值,此时调速系统无法正常工作。

3 一种新型模块化多电平变流器低频控制方法

为了解决该问题,文献[15]提出通过在桥臂共模电流与变流器三相输出共模电压中引入同频、同相位的高频正弦分量,在上、下桥臂之间引入高频能量交换,从而减小上、下桥臂级联模块能量波动。由文献[15]的推导可知,为了平衡能量基频波动,所加入高频电流的幅值与高频电压的幅值必须满足:

因此,需加入的高频电流幅值最大值近似满足:

式中:Iout为输出电流幅值。

事实上变流器所能加入的输出电压共模分量是有限的,且满足不等式:

由于所加入高频分量的频率ω0比运行频率ω高很多,可以近似推出:

式中:Uout为输出电压幅值。

变流器应用于电机调速领域时,输出电压调制度与运行频率有关,低频算法运行的最高频率越高,则输出电压调制度越大,留给共模电压的范围也就越窄。例如取调制度为0.5,则

代入式(10)可以推出:

由上式可以看出,为了平衡能量基频波动,在桥臂中注入的高频分量非常高,甚至达到桥臂电流的数倍,对开关器件的安全工作范围提出了非常高的要求。

为了解决该问题,可对加入的高频共模电压的波形进行优化。对上、下桥臂功率进行计算:

对式(15)进行分析可知,等式右边第1项表示直流侧输入能量与交流侧输出能量的流动情况,在运行过程中可以通过控制使得:

等式右边第2项为变流器运行过程中必然产生的功率波动,此部分功率是上、下桥臂模块电容电压产生波动的根本原因。等式右边第3项分量上、下桥臂符号相反,其中含有直流分量,可利用该部分平衡等式右边第2项产生的功率波动,从而减小上、下桥臂模块电容电压波动。等式右边第4项为加入高频分量后引入的高频波动项,可不予考虑。

为使高频共模电压波形达到最优,应在产生的能量足够平衡等式右边第2项功率波动的前提下,使所加入的高频共模电流、电压峰值尽可能小。即对于固定电流、电压峰值,应使得上、下桥臂所交换能量中的直流分量尽可能大。

由于高频分量的幅值为,因此必然满足:

直流分量满足不等式:

为使式(18)中各小于等于号均能取到等于号,可采用bang-bang控制,所加入共模电压取为:

此时,为使式(15)中引入的等式右边第3项的高频能量分量平衡等式右边第2项引起的能量波动,应该使得:

将式(16)代入式(20)可以得到:

与式(9)相比,采用高频方波电压代替高频正弦电压注入变流器三相输出共模电压后,所需注入桥臂共模电流幅值将降低21%,如果此时输出电压调制度也取0.5,与式(14)同样分析,可以得到:

从以上分析可以看出,本文所述的加入方波共模电压的方法,可以明显降低所需加入高频共模电流的幅值,一方面可以降低开关器件损耗,另一方面选取开关器件时,也能够选取容量较小的器件,节省了成本。

本文所提出控制方法的控制框图如图3所示。桥臂共模电流给定值由两部分组成,第1部分是基本分量。将模块电容电压的给定值与上桥臂和下桥臂所有模块电容电压的平均值之和送入比例-积分调节器中,所得到的结果作为修正值加入到基本分量中。第2部分为高频分量,其幅值可由式(9)计算,将上桥臂模块电压平均值与下桥臂模块电压平均值之差送入比例-积分调节器中,所得到的结果作为修正值加入到中。将变流器桥臂电流给定值与实际值icom的误差值送入到比例-积分调节器中,其结果作为加在桥臂电抗上的给定电压。最后,在输出电压给定值中加入式(19)所示的高频分量,根据基尔霍夫定律即可计算出上、下桥臂级联模块的给定电压与。按照文献[15]提出的调制方法即可得到各个模块的开关状态函数,从而生成各个开关器件的调制脉冲。

4 模块化多电平变流器调速系统

调速系统采用异步电机转子磁场定向的矢量控制方法,控制框图如图4所示。

如图4所示,首先将转速给定值n*与实际值n作差后送入比例-积分调节器中,获得电磁转矩给定值,并根据实际转速n计算转子磁链给定值,当转速超过额定转速时做弱磁处理。根据电磁转矩给定值和转子磁链的给定值分别计算转矩电流给定值和励磁电流给定值。之后将转矩电流给定值与实际值iq作差,励磁电流给定值与实际值作差,并分别送入比例-积分调节器,获得转子磁场定向下的q轴和d轴电压给定值和,通过坐标变换获得三相电压给定值转子磁场定向方式为间接定向,通过将滑差角频率ωsl和转子电角频率ωr求和并积分后获得转子磁链角。图4中主要用到的电机参数为:电机极对数np,励磁电感Lm,转子电感Lr,转子时间常数τr,且τr=Lr/Rr,Rr为转子电阻。

5 实验验证

为了验证本文所提出方波注入算法的有效性,按图1所示拓扑结构搭建了小功率实验平台,并采用阻感负载完成了对比实验。

实验中所采用的变流器直流母线电压为1 000 V,模块电容电压给定值为100 V,每个桥臂均由10个模块级联,模块电容容值为2 mF,桥臂电感为2 mH。实验中采用阻感负载,电阻为1 1.8Ω,电感为17.5mH。实验中所有物理量均采用LEM公司的传感器测出,经过控制器采样,经以太网传输至计算机显示,并进行软件录波。

如图5(a)所示的实验中,输出频率为5 Hz,输出电流峰值控制为10 A。为平衡上、下桥臂能量,在桥臂共模电流与输出共模电压中同时加入高频正弦分量,在电压中加入的高频正弦分量的峰值为0.25倍直流电压,约为2500V。由图可见,模块电容电压得到了有效抑制,约在92～105 V之间波动。但所加入的桥臂共模电流较大,峰值达到输出电流的2倍,桥臂电流最大值约为25A。如图5(b)所示的实验中,采用了本文提出的改进算法,输出共模电压中加入了高频方波分量,此时模块电容电压同样能够得到有效抑制,但桥臂共模电流峰值减小到输出电流峰值的1.5倍左右,桥臂电流最大值降为20 A,降低了约20%。

为验证调速系统控制电机启动和低频运行的性能,搭建了大功率工程样机,样机实物图如附录A图A1所示,变流器直流母线电压为19.2 kV,模块电容电压给定值为1 600 V,各桥臂均由12个模块级联,模块电容为3 mF,桥臂电感为3 mH,实验负载采用极对数为3的异步电机,额定功率为3.25 MW,额定电压为10 kV,额定电流为224 A,额定转速为990r/min,额定功率因数为0.85,额定效率为0.95。

图6为变流器控制异步电机启动并在低频运行的实验波形。

如图6(a)所示,根据本文提出的算法,在桥臂共模电流中加入高频正弦分量,同时在共模电压中加入高频方波分量(高频分量的峰值为0.25倍直流电压,约为4 800 V)后,模块电容电压得到了有效抑制,约在1 570～1 630 V之间波动。所加入的桥臂共模电流峰值约为输出电流的2倍,桥臂电流最大值约为200 A。电机机组转动惯量较大,约为800 kg·m2,因此,电机的转速响应呈现出明显的一阶惯性环节特征,响应速度相对较慢。实验证明本文提出的算法可有效解决模块化多电平变流器在低频运行时存在的问题,其构成的模块化多电平变流器调速系统可控制电机启动并在低频状态平稳运行。

6 结论

本文通过瞬时功率方程分析了模块化多电平变流器能量传递过程,得到结论如下:①直流侧通过桥臂共模电流分量将能量传递给变流器上、下桥臂,变流器上、下桥臂通过桥臂电流差模分量将能量传递至输出侧;②变流器上、下桥臂能量之差与变流器工作频率成反比,当变流器工作在低频状态时上、下桥臂能量之差过大,将使得变流器无法正常工作。

本文从能量平衡的角度分析了文献[15]所提出的低频控制方法,并指出采用该方法后变流器桥臂电流较大,影响了变流器安全运行。针对此问题,本文提出了一种在桥臂共模电流中加入高频正弦分量,并同时在变流器输出共模电压中加入同频的高频方波分量的控制方法,该方法不仅能够有效抑制模块电容电压波动,平衡上、下桥臂能量,同时相比于在共模电压中加入高频正弦分量的控制方法,桥臂电流明显减小。

最后,通过阻感负载和异步电机拖动实验证明了本文所提出的方法的有效性,电机运行平稳、调速准确。

多电平变流器 篇4

MMC变流器的每一相是由若干个子模块串联构成的, 变流器每一相分为上下两个桥臂, 每个桥臂具有N个子模块的变流器每一相得电平数为N+1个。变流器分为3相, 六个桥臂, 每个桥臂由N个子模块和一个用于抑制相间环流和短路电流的桥臂电抗器串联组成。在直流侧, 当子模块正常工作时, 其电容电压近似为Uc, 同一时刻上下两个桥臂导通的子模块总数为N, N·Uc=Udc, 其中Udc为直流侧电压。变流器交流侧与交流电网相连, 通过给定不同的调制波, 可以控制变流器并网点电压的幅值和相位, 从而使变流器工作在发出或吸收有功和无功的状态, 可以实现有功功率的双向传递, 并具有无功补偿的能力。

2 MMC改进均压控制策略

模块化多电平变流器的调制策略有很多种, 例如, 特定谐波消去调制法 (Selective Harmonic Elimination, SHE) 、最近电平逼近调制法 (Nearest Level Modulation, NLM) 、载波移相调制法、载波层叠调制法等。对于柔性直流输电系统而言, 模块化多电平变流器一般工作在电压等级较高的条件下, 相应变流器的电平数也较多, 最适合采用的就是最近电平逼近的调制策略。

当采用最近电平调制策略时, 如何使各个子模块的电压均衡将是一个不得不考虑的问题。这就要求在最近电平逼近调制策略中加入相应的电容均压控制策略, 这样才能保证在各子模块进行投入、 切除的过程中其电容电压在一定范围进行波动, 趋于一个较为稳定的值。一般的电容均压方法是将子模块的电容电压进行排序以确定各子模块电容电压的高低, 再按排序的结果进行子模块的投切。在考虑子模块电压高低的同时, 还需要考虑各桥臂电流的方向, 将电流流入桥臂的方向设为电流正方向, 相应的Iarm>0, 反之, Iarm<0。 当Iarm>0时, 该桥臂对应于充电状态, 电流会使导通子模块的电容电压升高, 这时在进行排序后选择投入电压低的子模块或切除电压高的子模块, 当Iarm<0时, 情况相反, 该桥臂处于放电状态, 应在进行排序后选择投入电压高的子模块或切除电压低的子模块。最简单的调制方法是在每次电平数发生改变时对子模块进行一次重新的投入和切除。这种控制方法在电平数改变时会有大部分的子模块需要改变其开关状态, 从而需要各开关器件多次开通和关断, 对子模块的寿命影响较大, 而且每次都需要对所有子模块进行排序, 计算量较大。

本文在原有的调制方法上进行了改进。可以减少每次改变开关状态的子模块数量, 从而减少每个子模块的投切次数, 并且可以更好的实现各子模块电压的均衡, 减小了子模块电压的波动。

该方法首先判断应该投入的子模块个数是否发生改变, 并按以下几种工作状态进行子模块的投切:

2.1当桥臂需投入模块数不发生变化时, 在每个采样周期对子模块电容电压进行校验, 判断其大小是否超出设定的范围。如果没有电压超出范围的子模块, 则开关状态不发生改变, 反之, 则计算出电压超出范围的子模块个数N。判断未投入的子模块中电压满足允许范围的子模块个数是否大于N, 若大于N, 则投入N个未投入的子模块, 将不满足电压范围的已投入子模块切除, 否则, 将剩余的满足电容电压范围的子模块全部投入, 并切除相应数量电压越线的子模块。

2.2当桥臂需投入模块数发生变化时, 需要改变投入子模块的个数, 首先通过将此时需要投入模块的参考值与上一时刻投入的子模块个数相比较, 得到此时各桥臂应该新投入或切除的子模块数Non或Noff, 在通过检测得到未投入的子模块个数, 对未投入的子模块进行电压排序, 然后判断此时桥臂电流的方向, 根据桥臂电流方向的不同将控制分为以下两类:

2.2.1当Iarm>0时, 这时该桥臂处于充电状态, 子模块电容电压将会有不断增大的趋势, 为了使子模块电压满足其上限要求, 当需要切除子模块, 则切除电压排序最靠前的Noff个子模块, 如需投入子模块, 则投入电压排序最靠后的Non个子模块。这样则可以保证电压高的已投入子模块被切除, 而电压低的未投入子模块投入。

2.2.2当Iarm<0时, 该桥臂处于放电状态, 这时子模块电容电压为不断下降的趋势, 为了使子模块电压满足其下限要求, 当需要切除子模块, 则切除电压排序最靠后的Noff个子模块, 如需投入子模块, 则投入电压排序最靠前的Non个子模块。这样则可以保证电压高的已投入子模块被切除, 而电压低的未投入子模块投入。

3仿真验证

在Simulink中搭建仿真模型, 变流器容量20MVA, 直流电压Udc=60k V, 交流侧电压等级为35k V, 变流器各桥臂由30个子模块构成, 输出电平数为31电平, 各桥臂串联电抗器为53m H, 子模块电容为4.5m F, 为2%, 图1、2为两种电容均压调制策略下子模块触发信号和电容电压仿真图。由图中可见新的电容均压策略在减少开关次数和减小电容电压波动量两方面更都具有良好的效果。

4结论

本文在Matlab/Simulink仿真软件中搭建了模块化多电平变流器模型, 通过改进的子模块均压策略减少了子模块的投切次数, 取得了较好的均压效果, 且变流器并网的谐波畸变率也满足要求, 有较好的应用价值。

摘要：本文提出了新的均压控制策略。在变流器电平数不发生改变时, 校验电容电压的范围, 并通过投切电容电压满足要求的子模块以减小电容电压的波动, 当电平数发生改变时, 通过对未投入子模块进行排序, 再投入或切除所需数目的子模块, 减少了开关次数及排序的运算量, 最后采用Matlab/Simulink仿真软件对两种控制策略进行仿真, 证明了新的控制电压均衡策略有较好的控制效果。

关键词：MMC,电容均压,变流器控制策略,子模块,电压波动

参考文献

[1]Bahrman Michael, Johnson Brian.The ABCs of HVDC transmission technologies[J].IEEE, Power and Energy Magazine.2007, 5 (2) :32-44.

[2]李庚银, 吕鹏飞, 李广凯等.轻型高压直流输电技术的发展与展望[J].电力系统自动化, 2003, 27 (4) :1-5.徐政, 陈海荣.电压源换流器型直流输电技术综述[J].高电压技术, 2007, 33 (1) :1-10.

多电平变流器 篇5

近年来,在全世界范围内,巨型城市与大规模工业设施对电能的消费需求持续增长,然而可以提供能源解决方案的风能、太阳能以及海洋潮汐能的电源接入点往往都远离能量消费中心[1]。这样的背景之下,基于全控型电力电子器件的电压源换流器型高压直流(VSC-HVDC)输电系统受到了越来越多的关注[2]。适用于VSC-HVDC输电系统的模块化多电平变流器(MMC),因其高度模块化、出色的输出电压波形以及可以无变压器运行等特质,在高压大功率场合有着广泛的应用前景[3-6]。

随着MMC在高压大功率电能变换领域的应用日渐增多,故障带来的损失将大大增加。为了维持系统的正常运转,失效单元必须被旁路,同时控制方法和调制技术也必须作相应的调整。因此,寻找提高MMC故障穿越能力的容错控制方法也迫在眉睫。最常见的容错手段就是给系统设置冗余备份[7-8]和增加外围电路[9]。这两种方式基本上是从硬件上改善系统的故障耐受能力,需要追加投资预算,在增大系统复杂性的同时,也造成了模块单元互换性的降低。调制重构[10]是从控制系统角度加以修正,使系统在少数模块单元故障的条件下,能够持续运行一段时间,避免整个系统停机故障所造成的损失,这种方法相当于是软件冗余,减小了安装投资,因而获得了较多关注。

针对MMC系统的容错控制问题,本文对适用于容错运行的MMC子模块(SM)电容电压平衡方法进行了简单介绍,提出基于零序电压注入方法的故障容错控制策略,讨论零序电压注入的可行性,在此基础上研究零序电压注入对MMC相间功率分配的影响。最后,通过实验验证本文提出算法的正确性和有效性。

1 MMC子模块电压均衡控制

1.1 MMC基本原理

图1所示为三相MMC的拓扑结构示意图。MMC包含6个桥臂,并且每个桥臂由n个完全相同的半桥功率单元串联而成,一般称这样的功率单元为子模块。

每个子模块由互补导通的两个功率半导体开关、直流储能电容以及故障旁路开关构成。子模块能够输出的电平有零和直流电容自身电压两种电平。环流抑制电感L也是MMC不可缺少的组成部分。采用合理的多电平调制技术,MMC就能够输出逼近正弦电压的脉宽调制(PWM)波形。

1.2 均衡控制方法

载波层叠脉宽调制(PDPWM)方法实现简单,谐波特性良好。但因其固有的功率不均衡缺点[11],在使用时需辅以额外的电压均衡控制手段。

本文采用电容电压冗余排序方法[12-13]处理子模块均压问题。 具体实现过程如图2 所示,载波组(vtri)与参考波(va)以PDPWM的调制规则以及n+1电平调制模式[14]生成当前上、下桥臂所需投入的子模块个数NU和NL,将实时采样得到的子模块电容电压vCi按升序或者降序排列,排序的方向由上、下桥臂电流iU和iL的符号决定。上、下桥臂电容的排序平衡机制相同,即电压较高的子模块优先被放电,同时电压较低的子模块优先被充电,最终达到所有子模块电容充放电均衡的状态,实现MMC电容的动态均压。

2 容错控制策略

2.1 旁路单元选择

在现有的MMC故障容错研究中,主要有以下的旁路单元选择方案。

方案1:三相对称旁路,即旁路故障相中故障单元及其共用载波的单元,同时其余各相相同位置的子模块也被旁路[7],每相上、下桥臂中各有一个单元退出运行,如图3所示。

容错运行下的MMC仍输出三相对称的电压Uj(j=a,b,c),各个子模块电容稳态时的额定电压调整为Ud/(n-1)。这种方案实现难度低,但是代价为整个三相系统至少有6个子模块被旁路,在并网条件下暂态调整过程过长甚至会影响到系统的稳定性[8],针对这样的问题,文献[7]尝试通过修正直流电容指令值的手段抑制子模块投切瞬间过大冲击电流所造成的直流电压显著波动。

方案2:三相不对称旁路,即中性点偏移方法[15],仅旁路故障相中故障单元及其共用载波的单元,所涉及的子模块可以减少到两个,根据逆变器实际输出电压调制比计算出新的各相电压矢量的幅值和偏移角度,该方法已应用于星形接法的级联H桥逆变器的故障容错控制[16]。但是由于公共直流母线的存在,MMC的故障相在旁路部分子模块后其稳态额定电压会升高,故障相与非故障相之间的电平差异会引起相间环流增加,导致开关损耗和输出电压总谐波畸变率(THD)上升。

方案3:本文所提零序电压注入方法,即被旁路的单元仅限于故障子模块,通过零序电压注入的手段修正参考电压,使旁路的功率单元对系统的影响降到最低。具体地,容错运行时的各个子模块电容的额定电压可以保持不变,这样既避免了方案1对系统暂态冲击的危险,也不会出现方案2的相间环流骤升,确保容错运行时逆变器性能不会下降。下文详细介绍零序电压注入方法的原理和实现步骤。

该方法以保证线电压不变为出发点,当故障相理想输出电压vj(j=a,b,c)超出临界电压Ue时,vj被限幅在ve,其余正常相电压则输出线电压vk(k=ab,bc,ca)与ve的差值。这里,临界电压Ue的表达式为:

式中:s为故障模块个数;Ud为直流母线电压。

由式(1)可知,当n远大于s时,临界电压就趋近于逆变器等效直流侧电压,因而中性点调整的幅度很小。

根据上述控制规律,注入零序电压voff的表达式如下:

以a相故障为例,则新合成的三相调制信号va*,vb*,vc*可以表示为:

参照中性点偏移方法,本文所提零序电压注入方法可以理解如下:当故障相电压vj小于或等于Ue时,各相参考电压不作调整,如图4(a)所示;否则,类似于中性点偏移方法,各相电压由正序和零序分量叠加而成,如图4(b)所示。

在整个调制比范围内,故障相电压vj不超过Ue,故障单元所在的桥臂最多有n-s个子模块投入运行,输出线电压保持为故障前的幅值和相位。

2.2 容错重构算法

不妨假设a相下桥臂的一个子模块发生故障,n=4,为了维持正常的输出,系统容错控制总体框架如图5所示。

当调制比M ≤(1-2s/n)时,将不需要动作的开关信号分配给发生故障的子模块,参考电压与正常情况下没有变化;当调制比处于[(1-2s/n),1]的范围内时,故障相调制波被限幅在[-1,(1-2s/n)]的范围内,具体表达式如下:

式中:T1和T2分别为超出临界电压和未超出临界电压的时间区间。

同理,可得其余非故障相的调制信号表达式如下:

调制信号重构示意图如图6所示,正常运行及M ≤(1-2s/n)的容错运行时,切换开关SW1 和SW2同时位于P1位置,零序电压恒为零,参考电压无修正;M > (1-2s/n)的容错运行时,切换开关SW1和SW2同时位于P2位置,零序电压注入使参考电压重构。图7给出了调制比M =0.8的容错控制参考波信号示意图。

2.3 容错运行分析

对于图1 所示的MMC系统,可以建立如图8所示的简化模型等效电路,图中Za,Zb,Zc为各相负载阻抗值。由于是三相三线制系统,开关S断开。

图8所示电路的节点电压方程为:

即有

因为三相负载对称,有Za=Zb=Zc,则

由式(10)可知,只要负载是对称的,零序电压注入法的负载中性点与电源中性点之间的电压等于零序电压。而零序分量无法构成回路,因而不会有零序电流出现,逆变器输出平衡的三相线电流,可以保证负载正常工作。

根据上文的MMC不对称供电可行性分析,可以推导出容错运行时MMC各相有功功率的详细表达式。 以a相为例进行分析,如果定义MMC的a相输出相电压和相电流分别为va和ia,相电流幅值为Im,逆变器功率因数为cosφ,这里假设MMC子模块电容的直流电压保持恒定,忽略相电压和相电流中的高次谐波分量。则注入零序电压后的a相桥臂瞬时功率为:

则由a相桥臂发出的平均功率为:

联立式(4)、式(5)、式(12)可得a相平均功率的解析表达式如式(13)所示,其中γ=arcsin[(1-2s/n)/M]。同理,可得b相和c相桥臂的平均功率如式(14)和式(15)所示。

分析式(13)、式(14)、式(15)可知,注入零序电压改变了正常运行时三相桥臂间有功功率的平均分配[17],但是电压平衡手段的作用使得6个桥臂内部子模块可以平均分担有功和无功功率。

图9所示为MMC在注入零序电压后有功功率分配与逆变器运行状态的关系示意图。图9(a)为调制比M =0.8时,三相平均功率随逆变器功率因数角φ变化的曲线,图9(b)为调制比变化时,故障相平均功率变化示意图,这里平均功率都以标幺值表示。

由图9可以看出,当MMC只输出有功功率时,故障相(a相)承担的有功功率减少,其余非故障相承担的有功功率等量增加;MMC运行在感性工况时,b相承担的有功功率最多;MMC运行在容性工况时,c相承担的有功功率最多。此外,逆变器的调制比越大,相间平均功率的不平衡度越大。

3 仿真验证

在MATLAB/Simulink仿真软件中搭建了如图1所示的MMC并网逆变器的模型。MMC的调制策略采用PDPWM,电容均压由排序法完成。

仿真条件如下:桥臂子模块个数n为4;子模块电容CSM为2 200μF;串联电感L为1mH;直流母线电压为800V;交流电网线电压有效值为380V;并网额定功率为14kW。a相下桥臂子模块SMa，5在仿真时间为1s时发生故障并被切除。为了验证本文所提算法的优越性,在相同仿真条件下,将零序电压注入方法与2.1节提到的设置冷备用冗余模块进行切换的控制策略的仿真结果进行对比。

图10所示为零序电压注入方法的仿真结果。由图可知,采用零序电压注入方法,MMC交流输出相电压在故障期间不再对称,但是线电压是对称的,这样交流侧输出电流并没有受到影响。故障发生后,MMC向系统注入的有功和无功功率不变。

冗余备用方法的仿真结果以及与零序电压注入方法的子模块电容电压控制效果见附录A图A1至图A2。仿真结果证实了本文所提的零序电压注入方法相比于传统冗余备用方法具有优越的动态特性,该容错控制措施实现时对系统的冲击可以降到最低。

4 实验验证

为了验证零序电压注入方法应用于MMC系统容错控制的可行性,研制了4.5kVA三相5 电平MMC实验样机。 该样机主功率开关为IXFH70N20,旁路开关选用双向晶闸管BTA24,故障指示信号来自于驱动芯片内部的VCE饱和压降检测电路,控制单元的核心是dSPACE半实物仿真控制板DS1103,负载为对称三相大功率电阻,采用三相三线制接法。实验系统参数见附录B。实验中逆变调制比M固定为0.8;直流母线电压由可调节大功率直流稳压电源提供,电源的输出外接两个串联支撑电容以提供单相电路的中性点;故障模块发生在a相下桥臂上,不妨假设SMa，5发生故障,进而被旁路,使之从主电路中隔离出来,以便于容错控制的实施。

图11是容错运行时MMC输出相电压和线电压波形,可以看出线电压可以保持正常的输出,从而实现了容错功能。

其余实验结果见附录C图C1 至C3。从实验结果可以得到如下结论:1容错运行时重分配了各个子模块的驱动信号,不会输出超出临界调制比的电平;2采用电容电压冗余排序方法的MMC直流电容电压纹波较小,实现了对直流电压的均衡控制;3在容错控制手段实施后,除故障模块外的子模块电压均恢复正常,并且子模块电压稳定后的额定值与故障发生前相比基本没有发生偏移,同时暂态调整时间很短。

5 结语

本文对无冗余备用的MMC容错控制方法进行了研究;采用电容电压冗余排序方法处理子模块均压问题;以保证线电压不变为基本思想,提出基于零序电压注入的容错控制策略,容错运行时的各个子模块电容的额定电压保持恒定,避免了电容电压波动对系统的暂态冲击和相间环流骤升,增强了MMC的故障穿越能力,并且无须增加额外的硬件成本。本文所提出的容错重构算法与电容电压冗余排序方法无缝衔接,实现了稳态和故障条件下子模块电容电压的均衡控制,该方法涵括了冗余模块热备用和无冗余模块两种技术路线,具有良好的实用价值,可以推广到三相MMC并网逆变器的控制中。理论分析和实验结果验证了理论分析的正确性和控制策略的有效性。

多电平变流器 篇6

随着高压大功率全控型电力电子器件(IGBT,IGCT)的发展,基于电压源换流器的高压直流输电系统(VSC-HVDC)越来越得到工业界的重视。由于它采用了自关断器件和脉宽调制(PWM)技术,可以使换流器在四象限运行,同时对有功和无功进行独立快速的控制,因此特别适合于大型风电场(尤其是海上风电场)等可再生能源并网、向无源网络供电、城市电网供电、异步交流电网互联等场合[1,2,3]。

目前已投运的VSC-HVDC工程多为二电平和三电平拓扑,国内外已有的大量研究成果也都是基于这两种拓扑。但在实际工程中,由于单个电力电子器件容量的限制,二电平拓扑一般需要将多个IGBT直接串联以达到所需的电压等级,对各器件开通和关断的一致性要求较高,因此会在换流阀和交流系统连接电抗上产生过高的电压变化率(dv/dt),同时也会带来较大的电磁干扰[4,5]。此外,多个串联IGBT之间的动态均压问题也是工程实践中的难点。

1 模块化多电平换流器型直流输电基本结构

西门子公司提出了一种采用多个子模块级联的模块化多电平换流器型(Modular Multilevel Converter,MMC)直流输电拓扑,其换流器结构如图1(a)。每个桥臂由nSM个子模块(Submodule,SM)级联构成。上下桥臂间分别串联一个电感L0。

这种子模块级联拓扑的单个子模块有全桥和半桥两种结构[6]。全桥结构适合于AC/AC变换,又称为级联H桥(Cascade H Bridge,CHB)。MMC-HVDC系统的子模块一般采用半桥结构,如图1(b)。Uc为子模块电容电压,USM,iSM分别为单个子模块的输出电压和电流。定义第i个子模块上下IGBT的开关状态分别为Si1和Si2(i=1,2,…,nSM),开关状态取0表示该IGBT及续流二极管关断,取1表示该IGBT及续流二极管开通。正常运行时Si2的状态与Si1互补,即Si1+Si2=1。因此正常运行时第i个子模块只有两种状态,即投入状态(Si1=1,此时USM=Uc)或切除状态(Si2=1,此时USM=0)。

相比二电平拓扑,MMC技术具有以下几个明显优势[5,7,8]:

1)由于将储能电容分散布置在三相桥臂中,而后将两个电抗器分别串接于上下桥臂中,即与储能电容相串联,从而可以直接限制直流侧短路时的故障电流上升率,使得直流母线故障的清除更为容易。

2)较低的桥臂电压变化率(dv/dt)和电流变化率(di/dt)使得开关器件承受的应力大为降低,同时也容易满足电磁兼容指标。

3)输出交流电压中的各次谐波含有率和总谐波畸变率大大降低,从而可以减小甚至省去大容量的交流滤波器。

4)模块化的结构使得容量拓展和冗余设计更为容易[9]。

2 MMC数学模型

图2为MMC一端系统等效电路图,换流变压器通常采用Yn/Δ或Yn/Y接法,二次侧中性点O不接地。各子模块构成的桥臂电压可以用一个受控电压源upj、unj(j=a,b,c,表示abc三相)等效,下标p表示上桥臂,而下标n表示下桥臂。ipj、inj为相应桥臂的电流。L0为桥臂串联电感,Ls为交流系统等效电感。

为保持直流电压的稳定,初步设计中一般要求MMC同相上下两个桥臂的子模块对称互补投入,即满足:

又由于:

因此,A与A′点等电位。b,c两相与此相同。由此可以将同相的上下两个电感L0做并联处理,那么A或A′点的对地电压即相当于二电平VSC拓扑中上下两个IGBT中点的输出电压,从而可以将已有的二电平VSC外环功率控制器和内环电流控制器移植到MMC中,生成MMC换流器的输出电压

式中:j代表a,b,c三相,J对应图2中的三个点A、B、C。为实现这个输出电压,最终要落实到控制上下桥臂的电压,根据式(2)~(4),得到MMC各相上下桥臂的电压参考值为:

式中:j=a,b,c;ej为由外环功率控制器和内环电流控制器,或者由其他已有的非线性控制器得到的MMC输出电压参考值。

3 MMC调制方式

由式(5)、(6)得到的桥臂电压参考值,最终要通过特定的调制方式来实现。多电平换流器的调制方式有很多种,在考虑谐波因素时,调制方式的选择又需要与电平数、开关频率相配合。如果电平数较少,则为了满足谐波要求,通常需采用开关频率较高的PWM多电平调制方法,如空间矢量PWM,载波层叠PWM和载波移相PWM。但考虑到降低开关损耗的要求,需要较低的开关频率,因此适合于大功率应用场合的多电平调制方式一般有以下三种[10]:指定谐波消去法[11,12](Selective Harmonic Elimination,SHE),空间矢量控制[13](Space Vector Control,SVC)和最近电平控制[14](Nearest Level Control,NLC)。由于SHE方法需要求解非线性方程组,并进行离线计算和查表,且当电平数大于5时算法将变得相当复杂[10],因此不适合于电平数较多的模块化多电平拓扑。而SVC和NLC从本质上是一样的,因此本文采用了实现更为简单的NLC调制方式。

文献[14]论述了NLC调制方式的基本原理。如图3所示,将控制器得到的调制电压参考值uref除以单个子模块电容电压Uc,然后取整作为最终投入的子模块个数nSM_on。取整函数一般包括最近取整(round),去尾取整(floor),进一取整(roof)等,显然,当电平数较多时,即Uc较小时,采用不同的取整方法所带来的差异很小。这里采用round函数,比如uref/Uc=3.2,则投入3个子模块;反之,若uref/Uc=3.7,则投入4个子模块。然后根据桥臂电流的方向将各子模块的电容电压排序,当桥臂电流为正时(充电方向,见图2),首先触发该桥臂中电压最低的子模块;当桥臂电流为负时(放电),首先触发该桥臂中电压最高的子模块。按此原则生成对应的触发脉冲,以保证同一桥臂内的各电容电压偏差不至于过大。

4 MMC电平数的选择原则

一般的级联型多电平换流器(如CHB型),电平数往往较少,如5电平,7电平等。这种情况下,电平数与级联子模块的个数直接相关,且一般满足:

式中:nlevel代表电平数;nSM代表子模块数。为了方便构成零电平,一般nSM取偶数。

对于MMC拓扑,当应用于高压场合时,一个桥臂上串联的子模块数往往达到数百个以上,此时换流器输出波形的电平数nlevel还会受到控制器触发频率fs和输出电压调制比k的影响。这里的输出电压调制比k定义为[15]:

其中:UAm为图2中A点电压峰值;Udc/2为正直流母线电压。下面分别分析控制器触发频率fs、子模块数nSM以及输出电压调制比k与MMC电平数,进而与输出电压总谐波畸变率THD的关系。

4.1 与控制器触发频率的关系

图4是电平数nlevel与控制器触发频率fs之间的关系曲线,此时子模块数为20,电压调制比k为1,该结果对不同的子模块数nSM具有通用性。显而易见,在子模块数和电压调制比一定的情况下,MMC输出电压的电平数将由控制器触发频率fs决定。而电平数的多少进而直接影响到输出电压总谐波畸变率THD的大小。

由图4还可以看出,对于控制器触发频率fs,存在两个临界值f1和f2,它们的意义如下:

f1为控制器触发频率的下限,当fs

f2为控制器触发频率的上限,当fs>f2后,电平数将不随fs的变化而变化,且此时每一个子模块都将构成一个电平。

这两个临界值f1和f2对选择MMC的控制器触发频率fs很有帮助。一般fs不应选择得低于f1,因为如果fsf2,因为从消除谐波的角度看,在这个频率范围,所有的子模块都已被充分利用,即使fs再增大,对增加电平和改善波形已没有帮助。此时的电平数与一般意义上的电平数相同,即nlevel=nSM+1。

总的来讲,电平数nlevel与fs的关系可以概括为:

式中,f0=1/T0为基波频率。

为精确计算图4中的两个临界频率f1和f2,首先假设图3中的参考电压uref为一个正弦电压(这里略去式(5)、(6)中的直流分量):

其中:k为式(8)定义的电压调制比;ω0为基波角频率。则在一个控制器触发周期Ts=1/fs内,参考电压的变化量可以表示为:

由于第一个临界频率f1意味着,在一个控制器触发周期Ts=1/fs内的参考电压变化量的最小值恰好等于一个子模块电容电压Uc,这对应于正弦曲线最平坦的部分(为方便计算,这里取ω0t=π/2-ω0Ts),则有:

不妨假设fs>>2π·f0,则对式(13)化简后可以求得f1的表达式:

同理,第二个临界频率f2意味着在正弦曲线斜率最大处,一个控制器触发周期Ts=1/fs内的参考电压变化量恰好等于一个子模块电容电压Uc。在这个频率下,每一个子模块都构成一个电平。

由此可以求得f2的表达式为:

式中:f0为电网基波频率;k为电压调制比;nSM为子模块个数。

以f0=50 Hz,nSM=20,k=1为例,得到采用NLC方法后MMC输出电压总谐波畸变率与控制器触发频率的关系见图5。由式(14)、(16)计算得f1=993Hz,f2=3 142 Hz,这与图4、图5中的仿真结果非常接近。即当fs<993 Hz后,电平数将按式(9)急剧下降,因而输出电压中的谐波含量将明显上升。因此fs的选取一定应大于993 Hz。而fs也不用过大,当fs>3 142 Hz后,电平数已经饱和,再高的fs也不会对降低输出电压中的谐波含量有所贡献。

4.2 与子模块数的关系

MMC每个桥臂的子模块数nSM由直流电压Udc和单个子模块电压Uc共同确定,即nSM=Udc/Uc。显然,nSM的数量也会影响到输出电压THD。事实上,nSM的大小决定着MMC可以输出的最大电平数,它对应于图4中fs>f2的情形。因此在评估nSM对输出电压THD的关系时,为了消除控制器触发频率fs的影响,应选取fs>f2,因此根据式(9),下面的讨论中电平数nlevel=nSM+1。图6为MMC线电压THD与子模块数nSM的关系曲线,这里选取fs=10 000 Hz>f2=7 854 Hz,其中f2由条件k=1,f0=50Hz,nSM=50计算得到。

由图6可见,当nSM<20时,即电平数小于21时,输出线电压THD将随电平数的减小而显著增大,而当nSM>20时,线电压THD相对较低,且随着电平数的增大,THD的减小程度不大。

4.3 与电压调制比的关系

MMC输出线电压THD与式(8)定义的电压调制比k的关系见图7。此时的控制器触发频率仍选为fs=10 000 Hz以排除其对THD的影响。不同曲线簇分别表示不同子模块数下的THD-k关系。分析可知,当调制比k<0.5时,不论nSM为多少,随着k的减小,THD将显著上升,因此,一般不允许MMC工作在电压调制比k较低的工况。由图7还可以得出:当子模块数较多时,THD对k的灵敏度下降。例如在k从0.3到1变化的情况下,51电平对应的THD变化幅度只有3%左右,而11电平对应的THD变化幅度则有13%。

结合图6和图7的分析可知,在采用NLC调制方式,没有任何附加滤波装置,且不考虑子模块电容电压波动的情况下,要使得MMC输出线电压总谐波畸变率THD在5%以下,电平数nlevel应大于等于21,且换流器应工作在电压调制比k>0.7的工况。

5 仿真验证

为验证上述结论,按照图8所示的结构在PSCAD/EMTDC下搭建了三相MMC-HVDC系统仿真平台,为简化表示,图8中只列出了MMC的a相。系统参数如下:子模块数nSM=20,直流功率Pdc=400 MW,直流电压Udc=±200 k V,控制器触发频率fs=8 000 Hz>f2=7 854 Hz,因此nlevel=21,电压调制比k=0.939,换流变压器Yn/Δ接法,漏抗XT=0.1 p.u,桥臂串联电抗XL=0.2 p.u,PCC点SCR=5,系统运行于单位功率因数工况。图8中各点电压的仿真波形和THD如图9所示。由仿真结果可知,A点、T点和PCC点的电压THD依次减小,其中A点电压THD在5%以下,而PCC点的线电压THD已降到了2%以下。

6 结论

(1)本文在阐述了MMC基本运行原理的基础上,指出可以借用二电平VSC的外环功率控制器和内环电流控制器对MMC的电压和电流进行控制,并采用最近电平调制方式,实现了MMC的正常运行。

(2)分析了MMC拓扑输出电压电平数以及总谐波畸变率与控制器触发频率fs,子模块个数nSM和电压调制比k的关系,提出了一系列电平数以及控制器触发频率的选择原则,并给出了对电平数影响重大的两个控制器触发频率临界值f1和f2的表达式,为MMC系统的初步设计提供了理论依据。同时指出,在采用NLC调制方式时,要使得MMC输出电压总谐波畸变率在5%以下,电平数nlevel应大于等于21,且换流器应工作在电压调制比k>0.7的工况。

多电平变流器 篇7

传统的直流输电采用基于晶闸管的线电压换相变流器(line-commutated convertor,LCC),其有功功率可以独立控制,但是需要从电网吸收大量的无功功率,还存在换相失败的问题。而基于可关断器件的电压源变流器(voltage source convertor,VSC) 的有功功率和无功功率可以独立控制,不存在换相失败的问题[1,2],由于直流侧是电压源形式,因此,更容易构成多端直流输电和直流电网[3,4]。目前基于VSC的换流器有两电平变流器、三电平变流器[5]、 模块化多 电平变流 器[6,7,8,9](modular multilevel convertor,MMC)、混合型多 电平变流 器[10,11,12,13](hybrid multilevel convertor,HMC)等,其中用于 直流输电系统的高压大容量的两电平变流器和三电平变流器需要采用绝缘栅双极型晶体管(IGBT)串联技术,它对IGBT器件和驱动的要求很高,技术难度很大,且其体积 较小、损耗较大,该技术一 直被ABB所垄断。MMC采用子模块串联构成,每个子模块的电压都较小,因此对器件的要求较低,其输出波形质量好,不需要交流滤波器便可以接入交流系统,IGBT的开关频率较低,所以损耗较小,当前,西门子在美国的Trans Bay Cable工程和普瑞工程的上海南汇 工程都采 用了这种 变流器,目前,基于MMC的直流输电系统正在向多端直流输电[14,15]和百万千瓦级的大容量[16]方向发展。针对两电平变流器、三电平变流器和MMC的交流侧故障的研究已经很深入[17],在直流侧发生短路故障时,交流侧电压会通过变流器中的二极管向交流侧馈入能量, 导致交流侧电流失控,电流过大时有可能会烧毁变流器,当用于直流电网时,对直流断路器的要求非常高[18],甚至不能将故障断流切断。

文献[10]提出了一种HMC,采用IGBT串联阀组和H桥子模块构成桥臂,采用上桥臂和下桥臂交替导通的方法合成交流电压,并提出了两种能量平衡方法:三次谐波电流注入法[10]和交叠时间法[12], 其中交叠时间法通过控制上下桥臂同时导通的时间,来控制桥臂的电容电压平衡,这种方法需要增加一个小电抗器来限制上下桥臂同时导通时的电流大小。文献[13]中给出了桥臂电容能量平衡的方程, 进而推导出了交流侧相电压峰值和直流电压之间的关系,但是在直流侧电压确定的情况下,交流侧相电压峰值不可调,这就不能使变流器的有功无功独立可调。文献[12]根据文献[10]提供的交叠时间法实现了桥臂电容电压平衡控制,使交流侧电压在一定范围内任意可调,但是并没有给出能量平衡的数学解释,也没有给 出控制策 略的边界 条件。 文献[13]采用晶闸管阀组代替IGBT阀组,此时变流器只能工作在感性工况下,需要从系统吸收无功功率,来完成上下桥臂中晶闸管阀组的电流换相过程, 因此,存在换相失败的问题。

本文介绍了HMC的电压合成方法及其数学关系;建立了桥臂的能量平衡方程,推导了在静止同步补偿器(STATCOM)模式下和HVDC模式下的能量平衡原理,提出了HVDC模式下桥臂的电容电压平衡控制策略,使HMC输出的交流侧电压的幅值和相位在一定范 围内可调;同时,提出了HMC在HVDC模式下的桥臂电容电压平衡控制的具体实现方法;根据仿真 算例提供 的参数,建立了基 于HMC的直流输电仿真模型,对HMC的启动过程、 解锁过程、有功渐变过程和直流故障过程进行了仿真,结果表明本文所提出的能量平衡原理与控制方法能够实现桥臂电容的稳压控制。

采用本文所述方法,由于不需要桥臂直通来进行稳压,因此没有必要使用桥臂电抗器来限流,使得输出电压波形质量更好。通过本文对桥臂稳压的数学分析,确定了稳压控制的边界条件,为HMC的主回路设计和控制参数设计提供了理论依据。

1 电压合成方法

HMC的拓扑结 构如图1所示,桥臂由串 联IGBT阀组和H桥子模块串联而成的换流链构成, 上下桥臂结构对称,中点为相电压输出端。

图1中:Vp和Vn分别为上桥臂和下桥臂的换流链输出电压;Gp和Gn分别为上 桥臂和下 桥臂IGBT阀组的开关信号;Vac为交流侧输出电压;Vm为交流侧输出电压的峰值;Vdc为直流侧正负极对地电压。全桥子模块的拓扑结构如图2所示,由4个带反并联二极管的IGBT和一个电容组成。

当交流侧输出 正半周期 电压时,下半桥臂 的IGBT阀组和全桥子模块换流链均处于关断状态, 上半桥臂IGBT阀组开通,对全桥子模块的换流链的输出电压进行调制,使输出交流电压波形为正弦波,其中全桥子模块换流链的参考电压Vp的波形如图1所示。

由回路电压方程可得:

式中:Va为交流侧a相电压瞬时值。

令

由式(1)和式(2)可得:

式中:0<ωt<π。

当交流侧输出 负半周期 电压时,上半桥臂 的IGBT阀组和换流 链均处于 关断状态,下半桥臂IGBT阀组开通,下半桥臂换流链输出恰当的电压使交流侧输出波形为正弦波,调制方法与上半桥臂输出正半周期时相同,这里不再赘述。

图3所示为正半周期电压合成示意图。通过控制换流链输出电压的波形,可以对IGBT阀组输出电压波形进行修剪,使交流输出电压波形为正弦波。

2 桥臂的能量平衡

能够并网运行的VSC需要满足以下3个条件: 1能够合成正弦波,或是等效为正弦波(正弦脉宽调制);2变流器内部的能量要平衡,以保证变流器的正常运行;3输出交流电压的幅值和相位在一定范围内要任意可调,以保证并网变流器能够四象限运行。

2.1 STATCOM模式

本文仍以上半桥臂中的换流链的能量平衡为例,下半桥臂换流链电容电压平衡的数理过程完全一样,这里不再赘述。

如图4所示,当变流器稳态运行时,其有功和无功电流分别为:

式中:Id和Iq分别为装置输出的有功和无功电流。

由式(3)至式(5)可得上半桥臂换流链的功率方程为:

将式(6)进行分解,对有功和无功电流分别考虑,当换流链输出电压与无功电流相互作用时,功率平衡方程为:

由式(7)可以看出,当Vm取任意值时,在半个周期内,无功电流在换流链中引起的能量积累为0, 即无功电流不会对变流器的能量平衡产生影响。

当换流链输出电压与有功电流相互作用时,在半个周期内,有功电流引起的充电功率为:

整理后可得:

由式(9)可以看出,换流链的充电功率P与有功电流的 正负有关,也与2Vdc-πVm/2的正负有 关。因此,可以反馈换流链中电容电压值来控制有功电流的大小和方向,进而控制换流链的充放电功率,从而达到换流链中电容电压平衡的目的。此外, 如果令

则换流链会一直输出正电压,因此可以用半桥子模块代替如图2所示的全桥子模块,但如果采用半桥子模块,在直流侧出现故障时,便不能将交流侧隔离。

2.2 HVDC模式

当变流器工作在HVDC模式下时,有功电流的参考值由系统级控制给出,不能用于换流链电容的稳压控制。为了保证换流器的功率平衡,需要满足

将式(7)和式(8)代入式(6),并考虑到式(11), 可以求得:

由式(11)和式(12)可以看出,当变流器传输有功功率时,同时要保持换流链功率平衡,则公共直流端的电压和交流侧输出电压的幅值之间的关系是确定的,也就是说,此时公共直流端电压确定之后,交流侧输出电压幅值也就确定了。这显然不符合并网变流器的运行特性。变流器的稳定运行需要公共直流电压变化时,输出交流电压幅值仍能够稳定且可调;当公共直流电压不变时,也需要输出交流电压幅值可以在一定范围内调节,用以保证变流器能够四象限运行。

如图5所示,解决这个问题的办法如下:在一个周期内,上下半桥臂仍然各自工作半个周期,当交流输出电压仍为式(2)时,上半桥臂输出电压为移相角 α 到π+α 的部分,下半桥臂输出 π+α 到2π+α 的部分。

此时,上半桥臂换流链的功率平衡方程为:

由式(13)可得:

令

整理后可得:

针对式(16)进行分析,其中Vm由装置级的控制给出,Vdc为公共直流端的电压,Id和Iq是装置级控制的结果,因此,在换流链能量平衡控制中,以上这几个变量都不能改变,唯一能改变的就是移相角 α,也就是说,可以通过控制α 的大小来保证换流链的功率平衡,使其满足式(15)。从本质上来说,这种换流链的能量平衡方程的控制方法是通过控制无功电流的充放电时间来控制换流链的能量平衡。

图5所示为考虑换流链能量平衡控制时的电压波形合成示意图。可以看出,换流链输出的电压最大值为V2,其中V2>Vdc,即换流链子模块的电容电压之和要大于公共直流端的电压Vdc,其差值的大小取决于移相角α 的大小。

由图5可以得出如下关系式:

α 的最大值 由式 (17)来约束。 现举例说 明式(17)如何约束α 的大小,令

式中:∑Vc为换流链中电容电压之和。

根据式(18)可以计算出α≤8.2°。当这种情况下,如果α>8.2°,根据式(17)要求V2>∑Vc,也就是说,换流链本应该输出电压V2,但由于换流链输出电压的限制,换流链只能输出电压∑Vc,此时输出电压波形产生畸变。

此外,还要根据式(16)和式(17)来确定不同运行工况下(Vm,Id,Vdc)的Iq最小值。用于保证在稳态运行时,既能使输出的交流电压没有畸变,满足式(17);又能保证换流链功率平衡,满足式(16)。此外还应考虑暂态过程中,各控制变量的上限和下限, 在暂态过程中,可以允许输出电压波形发生畸变。

此外,采用这种稳压方法也可以使HMC运行在STATCOM模式下。

式(14)对α 求导可得:

由式(19)可以看出,当α 发生变化时,由Iq引起的功率变化较大,并且功率增大还是减小取决于Iq的正负号(感性还是容性),而Id引起的功率变化基本可以忽略。

如图5所示,对于上桥臂来说,减小了0~α 内的无功电流产生的放电过程,增加了 π~π+α 内的无功电流产生的充电过程;在相移内有功电流较小, 有功电流引起的充放电相对于无功电流来说较小, 因此,相移α 会使上桥臂电容电压上升,可以通过控制α 的大小,来控制上桥臂的充放电,这与上文数学分析一致。由图5还可看出,相移α 后,是给桥臂充电还是放电,与Iq的正负号有关(感性还是容性)。

3 控制策略及实现方法

由于HMC主要用于直流输电及直流电网,因此本文的控制策略主要针对HVDC模式下的控制。 实现变流器能量平衡的基本控制策略是通过反馈桥臂的电容电压来控制移相角α。本文以a相为例, 说明控制的具体实现方法,b相和c相实现方法基本一致,只是参考波相差2π/3。

附录A图A1所示为桥臂电容稳压控制,电容实际电压与参考值相减,然后乘以无功电流的符号, 经过比例积分控制后得到移相角α,其中α 为接近于0的一个小值,Vcap_ref为上桥臂和下桥臂的电容电压平均值。附录A图A2所示为桥臂电压修正量的生成,其中θ 为系统电压的相位,由锁相环给出,所得修正量的相位超前系统相位π/2,幅值为α。

附录A图A3所示为IGBT阀组的开关信号生成,其中Varef为解耦控制输出的a相电压参考值,其与桥臂电压修正量δVaref相加后,取符号运算,即当其大于0时输出1,小于0时输出0,之后得到a相上桥臂中IGBT阀组的开关信号,取反后得到a相下桥臂中IGBT阀组的开关信号。附录A图A4所示为桥臂电压参考值的生成。

变流器的内环控制为电流解耦控制[19],外环控制为直流稳压控制[20],反馈变流器直流侧的电压, 经过控制回路得到有功电流的参考值,作为内环电流解耦控制的输入,无功电流参考值设置为恒定值, 为系统额定电流的10%。获得桥臂的参考电压后, 进行子模块的触发脉冲分配和子模块电容电压的平衡控制[21]。

4 仿真算例

为了验证本文的理论分析以及所提出的控制策略,本文在PSCAD中搭建了 基于HMC的35kV直流输电系统,仿真算例结构如图6所示(只画出了整流站的结构,逆变站的结构与整流站完全相同,此处省略)。仿真算例的参数如下[12]:交流系统电压35kV;直流电压±23kV;桥臂子模块数30;子模块电压1kV;交流电感10 mH;子模块电容6 mF;直流电容3mF。

4.1 充电过程

由于MMC的直流侧没有电容,因此只需要向子模块中的电容充电即可[22,23,24],而HMC的直流侧和子模块中都有电容,所以需要向子模块中的电容和直流侧电容充电,充电过程如图7所示。

充电过程的步骤如下。

步骤1:初始状态为断路器B断开,旁路开关S断开,桥臂中所有的IGBT(包括IGBT阀组和H桥子模块中的IGBT)均处于关断状态(0~0.6s),子模块电容电压和公共直流电压均为0。

步骤2:闭合断路器B,交流侧电源通过充电限流电阻R和串联电抗器L给子模块中的电容和公共直流端的电容充电(0.6~1.5s)。

步骤3:当公共直流端电容电压稳定后,关闭H桥子模块中的IGBT,然后打开 各相上桥 臂IGBT阀组,此时可以将各相上桥臂中的H桥子模块电容电压充到相电压峰值;当各相上桥臂子模块电容电压稳定后,关闭各相上桥臂IGBT阀组(1.5~3s)。

步骤4:打开各相下桥臂IGBT阀组,可以将各相下桥臂中的H桥子模块电容电压充到相电压峰值,当各相下桥臂子模块电容电压稳定后,关闭各相下半桥臂IGBT阀组,闭合旁路开关S(3~4.5s)。

步骤5:当子模块电容电压和公共直流端电容电压稳定后,将各桥臂中的子模块电容旁路,旁路的方法是将子模块中的1号IGBT和2号IGBT开通,或是将子模块中的3号IGBT和4号IGBT开通,此时,相当于交流侧电压通过不控整流给公共直流端的电容充电,不控充电过程结束(4.5~6s)。

4.2 解锁

在6.5s时刻,整流站解锁,图8所示为解锁后上下桥臂的电容电压之和、HMC直流侧电容电压, 以及解锁后交流侧电流。

从图8可以看出,解锁后,HMC能够对桥臂电容和直流侧电容进行充电或放电,直到桥臂电容电压和直流侧电容达到设定值。本文中桥臂电容电压的设定值 为29 kV,直流侧电 容电压设 定值为46.6kV。图8(c)中,解锁之后,电流发生 明显畸变,是因为桥臂电容电压还未上升到稳态运行时的电压,导致输出交流电压发生畸变,从而导致电流畸变,桥臂电容电压上升到稳态运行时的电压后,电流畸变消失。

4.3 有功渐变

在1.5s时刻,逆变站的直流电流从0渐变到1.7s时的0.1kA,则整流站的交流侧电流和直流侧电压波形如图9所示。

4.4 直流故障

在1.5s时,直流侧发生故障,桥臂电容电压之和持续1ms大于33kV时,延时2ms后,将有功电流参考值强制置为0,1.6s时,变流器闭锁。图10所示为直流故障时的交流侧电流、直流侧电压、桥臂电容电压波形。可以看出,当直流侧发生故障后,直流侧电压便降为0,此时由于有功电流的作用,桥臂电容电压将上升,有功电流参考值被强制置为0后, 桥臂电容电压不再上升,之后电流重新稳定在新的稳态值。

因此可以看出,HMC在直流侧发生故障后,能够继续 运行,但是不能 再传送功 率,只能作为STATCOM运行。

5 结语

本文详细研究了考虑电容电压控制策略情况下,HMC的交流输出电压的合成原理,建立了在各种运行模式下的能量平衡方程。在此基础上,提出了HMC的电容电压控制方法,并给出了仿真验证。

本文所建立的变流器能量平衡方程以及电容电压控制方法对其他形式的变流器也具有一定的指导意义。此外,本文总结了并网变流器应该具有的基本特征,这对新的变流器拓扑的提出具有借鉴意义。

HMC的直流侧电流是六脉动的,仿真时采用了调谐滤波器和高通滤波器来抑制直流侧 电压波动,因此,HMC直流侧电压波动的抑制方法需进一步研究。由于HMC能够阻断直流侧短路故障,使直流侧短路时,交流侧电 流仍然可 控,因此,HMC在故障时的运行特性及控制方法仍需进一步研究。

模块化多电平整流器的控制策略研究 篇8

近年来, PWM整流器成为了学术界关注和研究的热点。由于IGBT、IGCT器件的耐压等级的限制[1], 传统PWM整流器拓扑结构不适合在高压大容量场合使用, 而基于多电平变换器的PWM整流器中的每个器件承受的电压应力小, 所以, 在不提高开关管的耐压等级情况下, 只增加整流器的电平数就可以提高整流器的适用范围, 从而可以将低耐压等级的器件应用在高压场合[2,3]。目前常见的多电平变换器主要有二极管钳位型多电平变换器、飞跨电容式多电平变换器、H桥级联多电平变换器[4]、模块化多电平变换器 (Modular Multilevel Converter, MMC) 等。 模块化多电平变换器在2001年首次被提出, 与其他变换器相比具有很多优点[4,5,6], 非常适合应用在PWM整流器中。

本文将MMC应用在PWM整流器中, 分析了通过改变子模块电容值来控制子模块电容电压的机理, 提出了新型MMC子模块复合电压控制策略。该策略结合了改进的调制波控制策略, 制定了基于精确反馈线性化的PWM整流器功率因数控制策略, 最后在Matlab中进行仿真, 对所提出的控制策略进行了验证。

1基于MMC的PWM整流器模型的建立

1.1 MMC的拓扑结构及原理

MMC每个子模块的结构如图1所示, 由IGBT和反并联的二极管组成对称的结构, 旁边并联一只电容, 是交流侧与直流侧之间的能量交换媒介。三相的MMC的主要组成结构如图2所示。由图2可知, 每一相都由上桥臂和下桥臂构成, 共包含2n个子模块, 其中上桥臂和下桥臂均包含n个子模块。为了提高系统的可靠性, 可以增加若干个冗余模块。每个桥臂与交流侧连接的部分都串有一个电感, 起到抑制桥臂间环流的作用。

1.2 MMC工作过程分析

同一个子模块的2个IGBT开关管的触发脉冲是反相的, 当T1导通时, T2必须关断, 即将该模块接入电路中;当T1关断时, T2是导通的, 即将该模块短接。由于三相的结构完全相同, 这里只对相电压为五电平的U相进行分析, 上下桥臂各有4个模块, 即图2中的n=4, 定义开关函数Sui和Sli, 当该模块接入时开关函数的值为1, 否则为0。令Sui为上桥臂开关函数, Sli为下桥臂开关函数, uci为模块电容电压, 其中i=1, 2, …, n, 表示子模块的数量, 该相的上、下桥臂部分的电压可以表示为

式中:usa为上桥臂的总电压;uxa为下桥臂的总电压;isa为上桥臂电感流过的电流, 方向定义由上桥臂模块流向上桥臂电感为正;ixa为下桥臂电感流过的电流, 方向定义由下桥臂电感流向下桥臂模块为正;L为桥臂间的环流抑制电感。

U相电感电流可以表示为

式中:ia为MMC的a相输出电流;idc为直流侧的总电流;iz为变流器的相间环流。

由以上分析可知, 通过对上下桥臂开关函数的控制就可以控制MMC输出的直流电压, 实现整流功能。输出直流电压的表达式为

2复合电容电压平衡控制策略

2.1 MMC结构原理分析

由于MMC中每个模块电容电压的平衡对于整个系统的正常工作非常重要, 所以, 制定有效的电容电压均衡控制策略很有必要。参考文献[7]采用排序法, 当电流方向为正时, 选择电容电压较低的模块优先投入充电, 以提高电容电压;当电流方向为负时, 优先将电容电压较高的模块投入, 以降低电容电压。参考文献[8]对所有子模块进行实时的检测, 根据模块电容电压计算出总平均值偏差、每个模块电压与给定值之间的偏差、上下桥臂间的偏差, 然后通过对调制波的修正以调节电容电压, 具有调节及时、电容电压波动较小的优点, 但是由于电容电压波动, 修改调制波波形会使其谐波含量大大增加, 从而不可避免地影响到输入电压的波形, 在模块电容电压偏离正常值较大的情况下影响更加明显。针对以上控制难点, 本文提出了一种通过改变子模块电容值来改变子模块电容电压的拓扑结构及控制策略, 并与CPS-SPWM调制策略相结合, 构成复合电容电压平衡控制策略来提高电容电压控制的效果。该策略即通过引入电容的方式改变模块电容值, 起到控制电容电压的作用, 通过这种方式能够更加灵活地对电容电压进行控制。为了分析电容值的改变对电压的影响, 以2个子模块为例进行分析, 当2个模块同时导通时, 忽略IGBT的内阻, 相当于2个模块的电容串联起来, 如图3所示。

设模块电容值为Cn, 引入电容值为Cx的电容, 当该电容并入模块时, 模块的总电容值为Cn+Cx。那么当这个子模块和其他子模块一起工作的时候, 电路总电容值为

定义初始时刻为t0, 2个子模块电容的初始电压分别为u1 (t0) , u2 (t0) , 则在t时刻有

那么这2个子模块的电容电压为

根据式 (6) —式 (10) 得

根据式 (11) —式 (12) 可知:通过加入电容的方式增大MMC子模块电容值后, 电容电压会降低, 通过切出电容的方式减少子模块电容值后可以提升模块电容电压, 在MMC实际工作时就可以通过对子模块电容的投入切出操作来改变其电压。由于这些电容以串联的方式直接与直流侧相连, 在子模块工作的情况下, 这种降压或升压作用只取决于电容的容值和直流侧的电压。这种调节方式不需要对调制波进行控制, 从而可避免影响到电压波形, 也避免了对电容电压排序造成的计算延迟和控制延迟问题。

2.2新型复合控制策略的制定

在MMC子模块原有结构的基础上加入调压电容后的子模块结构如图4所示, 反并联的门极可关断晶闸管 (GTO) 作为交流开关在有载自动调压设备上已经应用, 由于对电容的投入或切出不需要太高的开关频率, 且GTO耐压高, 在不能接反并联续流二极管时比IGBT更可靠, 故本文利用GTO控制电容的投入或切出。电容Cx1, Cx2分别由一对反并联的GTO与模块电容并联。通过控制这对反并联GTO来实现电容的投入或切出。

为了保证子模块的初始电容值保持不变, 令Cn=Cn0+Cx1, 在初始状态时电容Cx1保持接入状态, 电容Cx2保持断开状态, 通过这样的方式就可以灵活地通过投入或者切出电容来达到降低或升高电压的目的。

具体的实现过程:根据系统的实际参数设定电容电压基准值, 然后检测每个模块的实际电压, 并与基准值比较:当电容电压高于基准值时, 维持电容Cx1接入的同时将电容Cx2接入, 以起到降压作用;当电容电压低于基准值时将电容Cx1, Cx2都切出, 以起到升压作用。为了避免过于频繁的开关操作, 采用滞环比较的方式, 当电容电压偏离基准值的误差大到一定程度之后才将电容投入或切出, 当误差为零时才将其切出或投入。滞环参数的选择同时兼顾电容调节的快速性、器件开关频率限制以及开关损耗的控制。

将对CPS-SPWM调制波的控制和对子模块电容值的控制相结合, 构成新型复合控制策略, 以进一步提高电容电压控制性能, 复合电压平衡控制策略框图如图5所示。

图5 中, 电容电压平衡控制策略1 在CPS-SPWM调制时对调制波进行附加控制, 根据电流的方向改变对子模块的累计开通时间, 从而控制对子模块的充放电时间, 达到控制电压的目的。电容电压平衡控制策略2根据子模块电容电压偏差直接对电容值进行控制。二者结合使得在有效地控制电容电压的同时减少了对调制波的改变, 从而减少了对电压波形的影响, 提高了控制效果。

3 整流器的精确反馈线性化解耦控制策略

整流器的主电路部分在经过三相到两相的坐标变换后的数学模型为

式中:id, iq为经过三相到两相坐标变换后的直轴、交轴电流;ω 为角速度;R为等效电阻;ud, uq为坐标变换后的电压;urd, urq为ud, uq的给定电压。

为了稳定直流电压, 将直流电压作为一个变量引入到控制系统中, 忽略桥臂环流抑制电感的电阻和开关管的损耗, 根据瞬时功率理论可得出以下表达式:

式中:C为直流侧电容值;uDC为直流侧电容总电压;iL为电感电流。

选择状态变量x1=id, x2=iq, x3=uDC, 并选择2个控制输入和2个控制输出分别为

这样, 系统就具有二输入、二输出的仿射非线性形式, 可以证明系统满足精确反馈线性化的条件。求出的反馈线性化控制律为

式中:Um为交流侧三相电压有效值;v1、v2由式 (18) 确定。

式中:idref为变换后直轴电流的参考值;kp, ki为直流侧电压控制器的比例、积分参数;kpu, kiu, kdu分别为无功功率控制器的比例、积分、微分参数;uDCR为直流侧电压给定值。

由于u1=ud-urd, u2=uq-urq, 所以对MMC调制时所用的参考电压可以由式 (19) 确定:

综上所述, 可得到整流器的精确反馈线性化控制方案, 如图6所示。

4 仿真分析

在软件Matlab中搭建基于MMC变换器的PWM整流器模型, 对其进行仿真分析。在本仿真模型中, MMC的每相选择8个子模块, 上下桥臂各为4个, 子模块包含3个电容, 其中子模块电容、电容Cx1和电容Cx2的容值均为2 000μF, 上下桥臂电感均为2.2mH, 直流侧的电容为2 000μF。电网线电压有效值为0.38kV, 频率为50 Hz, 线路等效电阻及电感分别为0.12Ω, 0.032mH, 网侧另接有功率为80 W的纯阻性负载, 直流侧接入阻值为70Ω 的纯阻性负载, CPS-SPWM调制三角载波的频率为2 000Hz;直流母线电压即有功控制环节的参数为kp1=0.41, ki1=2.01, 无功功率控制器的参数为kpu=0.92, kiu=1.53, kdu=0.012。给定直流电压为0.4kV, 无功功率值为0var, 对电容值进行控制时采用的滞环比较值为0.000 5。

仿真结果如图7—图9所示。图7为仅采用参考波控制时的U相上桥臂4个子模块电容电压的波形图。图8为采用复合控制策略时的U相上桥臂4个子模块电容电压波形图, 为了消除在采用复合控制策略时加入电容使电容值变大造成的电容电压波动平缓的作用, 考虑到复合控制时每个模块同时接入的电容值最大为4 000μF, 所以在对传统控制策略仿真时将子模块的电容值设置为4 000μF。

由图7、图8可知, 采用复合控制策略后的电容电压波动明显减小并维持在设定值附近, 验证了复合电容电压平衡控制策略的有效性。

整流器输入电压电流波形如图9所示。从图9可看出, 整流器输入电压波形的电平数为5, 并且与输入电流保持同相位。

整流器网侧电压电流波形如图10所示。为了模拟真实情况, 将网侧接上纯阻性负载, 所以网侧电流比整流器的输入电流大, 但是仍保持电压电流同相位, 整流器对电网的功率因数没有影响。

5 结语

研究了基于MMC的PWM整流器, 提出了MMC的复合电容电压平衡控制策略, 通过实时改变MMC子模块电容值和参考波的波形, 可更灵活地控制电容电压。为了实现对功率因数和直流侧总电压的控制, 采用了精确反馈线性化控制策略, 将输入到PWM整流器的有功和无功电流解耦并进行分别控制, 提高了控制的性能。仿真结果证明, 该控制策略有效地减少了电容电压的波动, 达到了预期的效果。

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