直流宽带放大器设计

直流宽带放大器设计（精选七篇）

直流宽带放大器设计 篇1

根据要求设计一款直流宽带放大器, 放大器输入阻抗不小于1kΩ;单端输入, 单端输出;放大器负载为600Ω;3db通频带为6MHz, 在20KHz-5MHz频带内增益起伏不大于1db;最大增益不小于40db, 增益调节范围为10～40 db (增益值6级可调, 步进间隔为6 db, 增益预置值与实测值误差的绝对值不大于2 db) , 需要显示预置增益值;最大输出电压有效值不小于3V。

(一) 总体方案设计

1. 直流宽带放大器

放大电路由前级放大和程控放大两部分构成。单片机通过预置“+”“-”键输出电压, 通过DA输出的电压值调节程控放大器的放大倍数, 使输出值达到预设值。

输入信号经前级放大后经一个射随器进入可控增益放大, 其放大倍数由单片机通过D/A转换器调整AD603的控制电压Vg并根据公式增益GAIN=40×Vg+20 (d B) 来设定。而在AGC模式下, 此控制电压Vg是由AGC电路的反馈电压得到, 不受单片机控制。

2. 系统框图设计

根据要求, 本系统设计主要包括以下几个部分:程控增益放大、直流稳压电源、D/A转换、高速放大隔离及微控制器等。系统构成如图1所示。

3. 方案论证

(1) 程控增益放大

采用控制电压与增益成线性关系的可编程增益放大器AD603。通过单片机控制D/A输出高精度直流电压来控制AD603内部的衰减网络, 实现精度±0.5d B增益可调。用少数外围器件配合AD603可实现增益0～40d B连续可调。

(2) 理论分析与计算

AD603主要有三种工作模式:当脚5和脚7短接时, AD603的增益为40Vg+10, 这时的增益范围-10dB～30dB, 带宽为90Mhz;当脚5和脚7断开时, 其增益为40Vg+30, 这时的增益范围为10d B～50d B, 带宽为9Mhz;当5脚和7脚接上电阻, 其增益与带宽范围将处于上述两者之间。本设计采用脚5和脚7间接固定电阻, 使得AD603级联增益范围为0～40d B, 带宽约为70MHZ, 完全满足设计要求。

(3) 抑制直流零点漂移

为了有效地抑制直流零点漂移, 采用DC/DC模块供电, 并采用基于差模放大原理构成的差动式放大电路。

(二) 单元电路设计

1. 前级放大电路

前级放大电路由AD818组成负反馈电路, 电压放大倍数通过调节电位器满足要求。

2. 程控增益放大电路

程控增益放大电路主要由AD603级联构成。电压跟随器的反向输出端并联电阻与电容以改善系统的频率特性。

AD603的5、7脚接固定电阻, 单片AD603的可调范围为0d B～40d B。控制端GNEG接2V, 另一控制端GPOS接10位D/A输出, 从而精确地控制AD603的增益。AD603的增益与控制电压成线性关系, 其增益控制端输入电压范围为-500mv～+500mv, 增益调节范围为40d B, 当步进5d B时, 控制端电压需增大125mv。

由于AD603的控制电压需要比较精确的电压值, 我们使用精密10位的D/A TLC5615, 用外部基准恒压源MC1403提供高精密2.5V恒压源, 其输出电压精度为, 完全满足指标要求。

3. LCD液晶显示电路

选用LCD1602液晶显示作为显示器件, 电路简单, 显示稳定可靠。

4. 直流稳压电源电路

电路为自行设计的正负15V和正负5V的直流稳压电源电路。分别采用LM7815、LM7915、LM7805和LM7905构成, 电路简单, 工作可靠。

5. 抗干扰处理

干扰产生的原因:电路本身的干扰;电源纹波对放大器的影响;PCB布线时产生的寄生电容的影响。

消除高频干扰的方法:增加屏蔽罩, 输出输入用双绞线;增加去耦电容, 增加电路的稳定性;PCB布线时地线加粗, 信号线不平行布线;增加滤波电路, 滤除6M以上的频率。

(三) 软件设计

系统采用C语言编写, 在KEIL环境下编译调试, 系统主程序流程图如图2所示。

(四) 系统测试及结论

AD603测试数据如表1所示。

注:AD603增益 (dB) =40* (1脚和2脚电压差) +20

由表1可知, 由于AD818进行了前级放大, 故整个放大电路的放大倍数范围为3～100倍, 符合设计要求。

参考文献

[1]周选昌.高频电子线路[M].杭州:浙江大学出版社, 2006.

[2]林家儒.电子电路基础[M].北京:北京邮电大学出版社, 2005.

宽带直流放大器设计与实现 篇2

系统以MSP430为控制核心, 由程控放大模块、带宽控制模块、功率放大模块、LCD显示模块等构成。采用前置电压放大和后级功率放大产生的固定增益, 并在VCA810配合下, 实现了0d B~52d B的增益范围。后级功率放大电路由多个高速缓冲器BUF634并联, 以扩大输出电流, 提升放大器带负载的能力。带宽控制模块的主体是两个4阶椭圆低通滤波器, 截止频率分别为5MHz和10MHz。带宽增益可预置显示并可手动连续调节。此外, 为减小宽带放大器的输出噪声, 本系统采用多种形式的抗干扰措施, 抑制噪声, 改善系统的稳定性。

1.1 可控增益放大器的选择

为提高输入输出精度, 简化电路, 易于单片机处理。系统选用增益可调的集成电路VCA810, 该集成电路的增益与控制电压成线性关系, 控制电压由单片机控制DAC产生, 实现了精确的数字控制。

1.2 功率放大电路的选择

若采用分立元件实现宽带功率放大器, 可以实现较大输出电压, 但需采用多级高频放大电路, 受电路分布参数的影响, 调试难度大, 带宽难以保证。因此, 系统采用单片集成宽带运算放大器, 提供较高的电压输出, 再由缓冲器BUF634并联实现扩流输出, 提高带负载的能力。

1.3 系统总体框图

根据上述分析, 可得系统总体结构图, 见图1。

2 理论分析与计算

2.1 系统带宽增益积的分析计算

前置放大电路电压增益设为AV1, VCA810增益控制电路的电压增益设为AV2, 后级功率放大电路的电压增益为AV3, 则系统的电压增益AV=AV1*AV2*AV3。为使系统达到宽带直流放大效果, 则系统的通频带应该是从0~fmax, 系统的带宽BW=fmax。带宽增益积AV*BW=AV1*AV2*AV3*BW。

2.2 增益控制放大分析与计算

宽带直流放大器的核心部分是电压增益控制放大器, 使用VCA810构成的增益控制放大器电路, 最高频率达25 MHz, 增益范围为-40~40d B, 增益与电平关系为GVCA810 (d B) =-40 (Vc+1) , 式中V为VCA810的增益控制电压, 范围为-2V~0V。为满足增益要求, 分配各级放大器的增益分别为:前置放大20d B, 后级功率放大20d B, VCA810增益范围为-40~40d B。因此理论上整个放大器的增益为G (d B) =GVCA810 (d B) +20+20=-40Vc, 即增益范围为0~80d B。单片机通过DAC的输出电压控制VCA810的增益, 若采用的是16位的D/A转换器, DAC基准电压为2.5V, 则DAC输入值KDA与VCA810控制电压的对应关系为VC=-2.5*KDA/65535, 增益G与KDA的关系为KDA=65535*G/2.5*40。

2.3 零点漂移抑制

由于系统各级采用直流耦合方式, 对于高增益电路, 直流耦合时前级的微小的偏置电压经放大后也将在后级产生较大的偏置, 因此对零点漂移要有很好的抑制。系统的零漂由三级共同决定, 每级都会产生零点漂移, 而且前级电路的偏置对系统影响最大。首先, 系统采用低偏压、低温漂的宽带运算放大器O PA 8 4 2 1构成前级放大电路;其次, 系统采用分级消除直流偏置的方法, 在前级放大级、可控增益级增加偏置调节电路, 将VCA810接成偏置电压可调的电路形式。

2.4 稳定性分析

为提高系统的稳定性, 主要采取一定的抗干扰措施。首先采用大面积接地, 减小地回路。其次级间采用同轴电缆相连, 避免级间干扰和高频自激。

3 系统电路设计

3.1 前置放大器设计

前级放大电路由两级OPA8421构成, 第一级OPA8421增益为8d B, 在其同相输入端并联51欧姆电阻到地, 实现阻抗匹配。第二级OPA8421作用主要是在其同相端增加偏置调节电路。采用±15v电源, 并用0.1u F和10u F电容去耦, 提高系统稳定性, 电路图见图2。

3.2 可控增益放大电路设计

系统可控增益放大电路采用VCA810实现, VCA810有高达±40d B的增益调整范围, 控制电压由单片机控制16位DAC产生, 实现增益可调控制。VCA810接成偏置电压可调模式, 电路图, 见图3。

3.3 低通滤波器设计

低通滤波器采用四阶低通椭圆滤波器实现, 该滤波器能有效滤除干扰信号, 结构简单, 成本低, 易于调节。电路图, 见图4。

3.4 功率放大电路

功率放大电路由电流反馈型运放THS3091和高速缓冲器BUF634构成, THS3091和BUF634均可±18V供电, 能够满足高输出电压的要求。THS3091虽然具有高压摆率, 但其输出电流有限, 采用THS3091实现16d B增益, 并在输出端采用四个并联的BUF634来驱动负载, 实现扩流输出, 电路图, 见图5。

4 系统软件设计

系统在MSP430控制下实现了增益手动连续设置, 并通过LCD显示功能, 其软件设计流程图, 见图6。

5 系统测试

5.1 最大输出电压峰峰值测量

输入端加1Hz正弦波, 调节电压和增益得不失真最大输出电压。输入峰峰值:40m V;预置增益:52d B;输出峰峰值:16V。

5.2 频率特性测试

增益预置为52d B, 输入峰峰值为40m V的正弦波, 调节输入信号的频率, 用示波器观测不同频率信号输入时, 输出电压的峰峰值如表1。

由测试结果可知, 低通滤波器截止频率超过5MHz, 在0~4M内增益起伏小于1d B。

5.3 输入电阻与负载电阻阻值测试

测试方案选择:系统设计方案保证了输入阻抗大于50欧姆, 负载电阻用万用表测量。经过测试, 输入阻抗大于50欧姆, 负载阻抗为52欧姆。

6 结语

通过测试与验证, 系统在有效的频带范围内, 达到了预期的放大功能。并且利用各种去耦和降噪措施, 保证了放大器稳定性, 降低了噪声, 以满足实际用于需要。

参考文献

[1]远坂俊昭.测量电子电路设计[M].北京:科学出版社, 2006.

[2]夏宇闻.Verilog数字系统设计教程[M].北京:北京航空航天大学出版社, 2008.

宽带直流放大器 篇3

1. 系统总体方案

根据题目要求, 本系统总共分为四大部分：第一部分输入信号放大模块通过OPA2690双运放实现对有效值10mV输入小信号放大10dB的功能，使输入信号有效值达到30.16mV。第二部分为分挡滤波模块，题目要求放大器带宽可预置，至少得设计5MHz, 10MHz两个低通滤波器, 我们分别设计了5MHz, 10MHz的LC巴特沃兹低通滤波器，通过单片机控制继电器可以切换挡位以达到分挡滤波功能。第三部分为-40dB～40dB的程控放大，一级VCA810理想情况下放大可达-40dB～40dB，但考虑到外界环境的影响和系统的稳定性，我们设计两级VCA810级联的形式来得到-40dB～40dB的放大，而且在其频率带宽范围内，可以保证其幅频曲线稳定，为后级的功率放大电路稳定提供了保证。最后一部分是功率放大器，我们采用运放THS3001，其压摆率高，且能支持15V的供电, 最具特色的是我们采用浮电源技术将输出的电压扩压, 再利用场管实现其输出电流扩流, 就能实现功率到达2W。通过单片机AT89S52控制既实现了放大器带宽和电压增益AV可预置并显示又降低了整个系统的成本。本系统效率高，成本低，工作可靠稳定。

2. 系统总体框图（见图1)

3. 理论分析及计算

(1) 集成运放扩压电路原理

集成运放扩压电路如图2所示。当输入信号Vi为0时, 输出信号Vo也为0。两个二极管的VB1=+15V, VB2=-15V，集成运放的正负电源端分别为+14.3V和-14.3V, 它之间压差为28.6V, 加入信号Vi后, 两二极管基极电位分别为:

与Vi为0时的静态情况几乎一样, 但经扩压后, Vo输出可以达到24V。通过浮电源技术我们可以实现输出电压的扩压。

(2)带宽增益积 (GBP)

带宽增益积是衡量放大器性能的一个参数，这个参数表示的是增益和带宽的乘积，即

GDP=AV×BW，根据整个系统，最大电压增益为+60dB，也就是+1000V/V，带宽为10MHz，根据上式可得整个系统的最大带宽增益积为10GHz。

(3)通频带内增益起伏控制

随着频率的增高，放大器的增益会随之下降，可以通过补偿电容来添加极点，进而实现相位补偿和增益补偿，这样就可以将放大器的增益在通频带内的起伏控制在最小范围内。

(4)抑制直流零点漂流

零点漂移现象是输入电压为零但输出电压不为零的现象，其产生的主要原因是温度漂移使得半导体元器件的参数变化, 致使输出电压不为零。抑制零点漂移的方法有：●利用超级伺服电路将零点漂移强制拉回零, 但此方法不能放大直流信号。●采用温度补偿的方法，利用热敏元件来抵消放大管的变化, 但效果不明显。●采用加入直流偏置调节零偏, 此方法可以放大交流。

(5)放大器稳定性

放大器的稳定性是指放大器在其带宽范围内幅频曲线的稳定性。

提高放大器的稳定性, 可以采用相位提前补偿的方法, 增加其零点，抵消极点来实现。

4. 硬件电路设计以及方案比较

(1)前级输入信号放大模块

按题目要求对10mV有效值以下的小信号经行放大，要求对信号的干扰要小，所以必须采用一定方法减小对采集信号的干扰。

采用以下几种方法：

●前级采用低噪声高共模抑制比运放OPA2690，最小可放大1mV有效值信号。

●可采取对前级加屏蔽盒，减少外界环境电磁波干扰。

●采用光电耦合器将送给DA0832以及继电器的数字信号与模拟信号彻底隔离, 减小数字电路噪声对模拟放大的干扰, 电路如图3。

(2)程控放大模块

由于题目要求放大范围在0～60dB可调放大，必须采用程控增益放大的方法，并且动态变化范围有60dB，而题目又要求输出幅度达到10V有效值，并驱动50Ω负载，使得最后一级放大倍数固定，因此必须对前级放大的信号经行一定的衰减才能够达到0dB输出。

对于程控放大有以下几种方案：

方案一：用两级AD603实现-40dB～40dB的程控放大。此方案虽然简单，但由于放大频率范围从直流到15MHz，使得放大器输入失调电压要小，而AD603输入失调电压可达30mv，并且随放大倍数不同而不同，再经过后级放大直流漂移显得严重。

方案二：采用高速低零偏的放大器，加D/A转换电阻网络构成AD603程控放大原理。此方法可以有效解决失调电压问题，但电路实现对放大器及D/A转换器要求均较高。

方案三：用两级VCA810级联实现-40dB～40dB的程控放大。VCA810具有低失调电压，一级放大倍数最大范围可达-40dB～40dB，并且外围电路简单。但由于单级放大倍数过大容易引起自激，故两级级联放大。

方案比较：方案一虽然简单，但不适应直接耦合方式的放大器电路。方案二虽然效果较好，但实现有一定难度。方案三虽然需要两级级联，但放大效果好，电路简单，并且可提升空间大。

(3)功率放大模块

方案一：用BUF634来实现功率放大。

方案二：利用集成运放扩压和MOSFET实现扩流来实现放大。

方案比较:方案一中, 虽然BUF634外围电路简单, 容易实现, 但BUF634的最大输出功率为1.8W, 达不到题目发挥部分2W的要求;方案二中, 该方案虽然实现较为麻烦, 但是成本低廉, 效果较好，故采用方案二。

(4)自制电源模块

方案一：采用开关电源。

方案二：采用线性稳压电源。

方案比较：由于开关电源制作虽然效率高但需花费时间较多，并且纹波较大，故采用制作简单的线性稳压电源。并且要求电源在正负30V附近。

(5)分档滤波模块

为了实现放大器带宽可设置, 设计了两路滤波器, 使得放大器带宽分别为5MHz和10MHz, 通过单片机控制继电器来切换档位以得到不同带宽的幅频曲线。

(6)单片机及液晶显示模块

由于控制与处理部分较为简单, 使用AT89S52完全可以实现功能, 液晶显示采用1602.

(7)软件设计流程(见图4)

二、制作及调试

1. 集成运放扩压电路

在实际制作时发现虽然THS3001的压摆率足够高，但是实际情况下在10MHz附近改电路便产生自激现象，芯片温度迅速上升，工作进入不稳定状态，这不是我们所想要的。为解决自激，使得放大器工作在更高的频率，工作更稳定，必须加入相位补偿和做好电源退耦。图2中各值为实际调试时不断更换试出的最佳值，最终工作频率达到15MHz依然工作稳定，带内衰减很小。

2. 前级放大电路及程控放大电路

由于本系统要把输入信号放大60dB，所以前级的低噪声就显得尤为重要。实际调试中发现，前级如果有1mV的波动，则会引起后级的自激，系统很不稳定。另外，系统要求在直流到10MHz范围内带内起伏要足够小，这就要求前级处理时幅频特性要平稳。所以，我们最后选择了具有低噪声和高带宽特性的OPA2690做最前级的处理，把信号放大到适合增益可变放大器处理的幅度，同时加电容进行补偿，尽量减小带内起伏。由于OPA2690是双运放，于是第一级做跟随器同时具有匹配阻抗的效果，第二级放大10dB方便后级处理，如图5 (a)所示。

程控放大模块是系统的核心之一，同时这里也是数字和模拟结合的地方。为了减少数字信号对模拟信号的干扰，我们采用光电耦合器将数字和模拟彻底分开，实际调试发现，效果明显。另外，刚开始制作时，两级之间没有进行50欧姆的阻抗匹配，调试中发现，容易引起系统的自激，而阻抗匹配后效果变好，如图5 (b)所示。

3. 功率放大电路

图6为扩压及功放电路原理图。由于手中有的性能较好的MOS管仅有IRF610与IRF9610，但需配对好。于是借用晶体管图示仪花费1个小时选出一对性能最好最合适的管子。开启电压在4V附近，于是用稳压管和电阻分压组合，经反复挑选电阻值使场效应管恰好工作在甲乙类放大状态。将前后级一起联调时又发现问题，电路的频响特性变得复杂，既存在自激，又存在高频响应特性下降。为继续消除自激，在两级连接处加入电阻R8, R9。为提升电路高频特性，经反复不断加入电容，最后C1～C8构成了补偿电容。最终调试结果为R7, R8为并联的两个1kΩ，C4, C3, C2, C1分别为121, 121, 501, 501。C5, C6, C7, C8为对应值。最终在蜂窝板上搭建效果十分好，用示波器FFT观察频谱特性，从直流到13MHz, 14MHz附近均为一条直线。

4. 自制电源

电压经过变压器后输出为有效值为24V的交流, 经过整流桥后分别送入稳压芯片LM7824和LM7924中, 通过稳压扩压电路将5.1V稳压二极管分别与LM7824和LM7924相连使得输出有效值稳定为29.1V, 以供给主要模块使用, 原理图如图7所示。图中K1, K2, K3, K4为开关, HEAT1, HEAT2为散热片, D14为电源指示灯, 稳压芯片两端的为保护二极管。

5.分挡滤波

通过滤波软件设计得到模型, 再经过仿真后最终确定滤波器参数分别如图8、9所示。

设计这两套滤波器的时候, 我们选择了滤波设计软件AADE来进行设计, 设置滤波器的通带频率、截止频率以及通带和截止频带的起伏大小, 得到大概的LC模型。因为软件所算得到电感和电容的值不一定是平常的所能见到的值, 我们根据标准低通的传递函数进行改变电感和电容的大小, 再通过AADE仿真滤波器波形, 进而更换适合的电感电容, 最后经过不停地调试, 通过示波器观察其幅频曲线, 最后得到理想的滤波器的成品。

6. 单片机及液晶显示模块

由于该模块设计程序并不复杂，故略。

三、指标测试方案以及测试结果

(1)测试仪器清单见表1。

(2)放大器增益测试见表2。

测试方案选择:通过函数发生器产生直流和10MHz以内有效值10mV的正弦波，通过双踪示波器分别观测系统输入和输出信号的大小。

(3)最大输出电压有效值测试：

测试方案选择：在增益为40dB时, 增大输入信号幅度, 观察最大不失真输出信号幅度

测试结果：

(4)通频带内增益起伏测试

测试方案选择：以1MHz为基准, 在增益为60d B时, 输入峰峰值为20m V信号, 从DC到4MHz (9MHz) 改变输入信号频率, 测出输出信号幅度与放大60dB时理论输出幅度之比, 得到测试结果

0～4MHz内：平均0.8dB

0～9MHz内：平均1.4dB

(5) 放大器噪声电压测试

测试方案选择:在增益为60dB时, 将输入端与地短接, 测出输出信号幅度

测试结果：在AV=60dB时，输出端噪声电压的峰-峰值VONPP为0.2 V。

(6)输入电阻与负载电阻阻值测试

测试方案选择:系统设计方案保证了输入阻抗大于50Ω，负载电阻用万用表直接测量。

测试结果:输入阻抗：>50Ω负载电阻：50.8Ω

四、总结

直流宽带放大器设计 篇4

宽带放大器在通讯系统和相关领域的科学研究中发挥着越来越重要的作用,是音响、有线电视、无线通信等系统中必不可少的部分,现代科学及相关应用对宽带放大器的要求也越来越高。宽带放大器以其线性好,具有足够的增益来抑制后级电路的噪声对系统的影响,且增益连续可调等特点,成为现代无线接入技术和远程通信系统中的一类极为重要的放大器。这里采用AD829实现可调信号增益放大,该电路的频率从0～5MHz,可调增益为0～60dB,后级功率放大器的最大输出电压为8V,负载为50Ω。该电路稳定性好,精度高且成本低廉,具有较高的技术经济指标和广泛的应用领域。

1 整体系统设计方案

系统分为信号处理和控制电路两部分。信号处理电路主要由跟随器模块、可变增益放大器电路和功率放大电路组成。前级放大电路采用AD829。可变衰减电路采用AD5545,其在60dB的增益范围提供100MHz带宽,并且易于DAC控制。输出部分采用分立的高频元件组成能调节输出阻抗的功率放大网络,提高带负载能力;系统通过MSP430实现系统的控制,将键盘和ALPS旋钮输入信号通过I/O输出,以控制D/A的衰减,实现增益连续可调。

2 系统硬件电路设计

2.1 可控衰减电路

本系统采用D/A的一种特殊用法进行可控衰减,较好的实现了线性衰减。我们选用的D/A必须是纯电阻网络的D/A,即信号从D/A的参考电压端输入,用MSP430进行控制,可控制信号的衰减。衰减精度与D/A的位数有关,本系统采用的AD5545是一款12位D/A,理论上可进行1/4096步进的衰减,最大衰减幅度为1/4096。要是想进行更精密的可控衰减,可再串联一个D/A进行同时控制,达到更好的性能。由于考虑到前端阻抗匹配问题,整个系统最前端加一级射随电路,提高输入阻抗,同时可以驱动后级电路。

2.2 后级换挡放大电路

由于前级进行了可控衰减,所以后级进行固定增益放大可满足要求。考虑到使用方便性,我们设计的时候采取了用继电器组进行3档切换放大,级分别可达1～10,10～100,100～1000,加上原有的D/A的衰减,可进行4档程控增益放大,为0.1～1,1～10,10～100,100～1000,步进精度为每个档可进行0.1%的步进。

其中为了防止电源的低频,高频谐波干扰,要加电源滤波部分。

同时在第一级跟D/A衰减部分要加滤波器进行高次谐波滤波,增加系统的稳定性,由于此电路的截止频率为5MHz,要求通频带内起伏非常小,所以还需要一个6阶椭圆滤波器。

2.3 后级功率放大电路

设计后级功率放大电路时,由于此系统的通频带为0～5MHz,所以传统的AB类,D类功放设计起来有难度,而且在此通频带内性能也不理想,所以我们采取了大功率集成运算放大器做为后级功率放大,电路设计成射随形式,可提供充足的功率。而且由于本身具有运算放大器的特性,所以带内线性度较好,起伏也非常低,输入阻抗高,输出阻抗低,可与前级和后级进行很方便的匹配。

3 系统软件设计

本系统采用MSP430单片机,运用C语言编程。当单片机检测到有按键按下时,读取按键值进入对应测试状态,主程序通过键盘扫描的形式判断各个按键的状态,并将按键的状态存储到一个先入先出的缓冲区,等待系统处理。

4 测试结果

将该放大器置于室温28℃,通过函数发生器在输入端加入幅度为±10mv的正弦波信号,在0～5MHz依次改变信号的频率得到频率特性数据,如表1所示:

由测试数据可以看出通频带为0～5MHz,带内起伏<0.1dB,输出电压8V,增益精度为每档0.1%,线性失真小于0.1%。

5 结束语

本文设计了一种可手动数字设置或程控设置且无调节电位器的宽带直流放大器,具有良好的放大功能和较宽的频带范围,具有增益连续可调的功能,并且抑制噪声能力强,设计精巧,具有很强的使用价值和应用前景。

摘要：设计了一种增益可手动数字设置或程控设置且无调节电位器的宽带直流放大器。该放大器主要以单片机MSP430和继电器组作为电路的主要控制部分,由使用D/A转换器AD5545控制的放大电路、前级信号调理电路、后级功率放大电路和滤波器组成,实现了增益连续可调的功能。该放大器在0～60dB范围内连续可调,输出信号无明显失真,在0～5MHz范围内信号可放大60dB,最大输出电压为8V。

关键词：宽带放大器,可控增益,信号调理,功率放大器,滤波器

参考文献

[1]阎石.数字电子技术基础[M].北京:高等教育出版社.

[2]邵时.数字电路设计实践[M].上海:华东大学出版社.

[3]童诗白,华成英.模拟电子技术基础[M].北京:高等教育出版社,2001.

[4]李朝青.单片机原理及接口技术[M].北京:北京航空航天大学出版社,1999.

[5]董尚斌,苏利,代永红.电子线路(一)[M].北京:清华大学出版社,2007.

可调增益宽带放大器设计 篇5

随着微电子技术的发展, 小信号的处理在通信和信息处理领域被广泛运用, 宽带运算放大器广泛应用于A/D转换器、D/A转换器, 有源滤波仪、广播、电视、通信、雷达等电路中, 这些电路不仅要求放大器有宽带宽, 还要求具有较高的放大增益;因此宽带放大器应用十分广泛, 有非常好的市场前景。

2 系统总体设计

可调增益宽带放大器系统主要由:宽带放大模块、可调衰减器模块、显示模块、键盘模块四个部分构成。

2.1 宽带放大模块

由四个宽带放大器OPA820级联, 每级放大6倍, 在满足了放大倍数的同时保证了带宽。

2.2 可调衰减器模块

选用HMC624LP4芯片采取三级衰减器完成可控衰减, 每级衰减-0.5d B~-31.5d B可调, 调节精度-0.5d B。先将所有衰减器均衰减到极限, 再通过自动程控增益模块, 对衰减器的衰减参数进行释放, 得到需要的放大倍数。以上两部分采用间插级联方式实现, 如图1所示。

2.3 显示模块

设计选用MS128624r系列的LCD, 实时显示系统增益, 并可显示用户键盘定义的放大倍数, 方便用户使用与调整。

2.4 键盘模块

选用HD7279A芯片进行键值读取, 用SPI协议写入单片机, 单片机算出衰减器所需衰减参数, 用SPI协议发送给衰减器, 控制整体放大倍数, 得到正确的输出信号, 实现增益可调。

3 系统硬件设计

系统硬件总体框图如图2所示。

设计选用宽带放大器OPA820对信号进行放大。OPA820是单位增益稳定低噪声电压反馈运算放大器, 具有带宽高、单位增益稳定和输入噪声电压非常低等特点, OPA820适用低于6毫安供应电流和高输出电流, 在单位增益时, 能提供800MHz的带宽。OPA820为低功耗器件, 具有卓越的DC精度。OPA820特性曲线如图3所示;设计中采用四级放大, 每级放大6倍, 在保证电压放大幅度的同时, 保持了高带宽的性能。通过调节R3与R1的比值来调节放大倍数G, G=R3/R1。

衰减器设计选用HMC624LP4芯片。通过衰减器改变整体放大倍数从而实现放大倍数可调。如图4所示。

HMC624LP4是一个6位宽带集成电路数字控制衰减器。它适用于各种的RF和IF应用。双模式控制接口CMOS/TTL兼容, 并接受三线串行输入或6位并行输入。采用三线串行输入大大简化电路设计, 占用单片机资源少 (最少3线) , 完全免调试, 外围电路简单。HMC624LP4管脚如图5所示。衰减器HMC624LP能从-0.5d B衰减到-31.5d B, 6位数据操控衰减参数, 0x00对应衰减31.5d B, 0x3F对应衰减0.5d B。6位数据每加1衰减系数加-0.5d B, 其对应真值表如图6所示。

本设计采用三级衰减器级联的方式, 每个衰减器最大能够衰减-31.5d B, 三级能够满足衰减60d B, 并且保持其高带宽的性能。衰减器模块电路图如图7所示。

键盘模块设计选用HD7279A芯片。用户通过键盘输入放大倍数, 单片机读取键值, 将键值计算转换成衰减系数, 从而实现增益可调。

HD7279A是一款具有简单SPI串行接口的器件, 可直接驱动8位共阴式数码管 (或64个独立的LED) , 管理多达64键键盘, 单片即可完成LED显示和键盘接口的全部功能, 外围电路更简单。HD7279A与微处理器仅需4条接口线, 其中CS为片选信号 (低电平有效) 。DATA为串行数据端, 当向HD7279A发送数据时, DATA为输入端;当HD7279A输出键盘代码时, DATA为输出端。CLK为数据串行传送的同步时钟输入端, 时钟的上升沿表示数据有效。KEY为按键信号输出端, 该端在无键按下时为高电平;而在有键按下时变为低电平, 并一直保持到按键释放为止。HD7279与MCU的接口电路如图8所示。

单片机模块选用K60DN512ZVLQ10作为主控制器来操作键盘键值的接收, 衰减器系数的发送和液晶显示的发送。用主控制板上J10的输入输出口作为数据传送通道。

功率驱动输出模块选用TI的宽带功率放大器THS3001驱动, THS3001是一个电流反馈放大器, 它有420MHz的-3d B带宽和良好的带内平稳度。

4 小结

可调增益宽带放大器设计的特点在于将放大器和衰减器以间插级联方式连接, 通过一级放大接一级衰减的原则, 系统经过四级放大和三级衰减。这样的配置可以逐渐减弱系统的噪声, 调试过程中通过不断的参数修改, 实现系统分配格局和参数的最佳配置, 使系统的稳定性达到预期的效果。

系统测试仪器有示波器Agilest DSO7054A、直流稳压电源5V和9V、信号发生器Agilest N9310A、频谱仪Agilest N9320B等, 采用系统扫频的方式, 对系统进行扫频测试, 扫描波形如图9所示。

经过测试, 此系统在低频段误差小于2d B, 调整放大与衰减器的配置, 实现设定放大倍数, 波动较小;在高频段, 系统性能表现优良, 在突破上限100MHz之后依然可以正常工作, 实测上限截止频率提高至200MHz。

摘要：本设计以宽带放大电路、可调衰减电路为核心实现微小信号的宽带放大功能。系统主要由:宽带放大模块、功率驱动输出模块、衰减器模块和键盘显示模块四大部分组成。用K60DN512ZVLQ10作为系统主控MCU, 实现键盘键值的接收, 衰减器系数的发送和液晶显示的发送等功能;系统具有Av在0-60d B范围内可调, 工作频带0.3MHz-100MHz, 频带内增益起伏≤1d B等特点, 有较高的实用性。

关键词：可调增益,宽带放大,衰减器

参考文献

[1]何晓丰, 马成炎.数字控制增益可配置的射频宽带放大器[J].浙江大学学报, 2012 (11) .

[2]蒋礼根.设计并制作射频宽带放大器探索[J].产业与科技论坛, 2013 (16) .

[3]李志军, 沈非凡, 韩春晨.宽带放大电路设计[J].电子技术, 2013 (11) .

宽带放大器的设计与制作 篇6

1.1 总体方案

方案一:选用结电容小, fT高的晶体管, 采用多种补偿法, 多级放大加深度负反馈, 以及组合各种组态的放大电路形式, 可以组成优质的宽带放大器, 而且成本较低。但若要全部采用晶体管实现题目要求, 有一定困难, 首先高频晶体管配对困难, 不易购买;其次, 理论计算往往与实际电路有一定差距, 工作点不容易调整;而且, 晶体管参数易受环境影响, 影响系统总体性能。另外, 晶体管电路增益调节较为复杂, 不易实现题目要求的增益可调。

方案二:使用专用的集成宽带放大器。如TITHS6022、NE592等集成电路。通过外接少数的元件就可以满足本题目要求, 甚至远超过题目要求的带宽和增益的指标, 但这种放大器难以购买, 价格较贵, 灵活性不够, 不易满足题目扩展功能要求。

方案三:市面上有多种型号、各具特色的宽频带集成运算放大器。这些集成运算放大器有的通频带宽, 有足够的增益, 有的可以输出较高电压, 使用方便, 有的甚至可以实现增益可调及AGC的功能。总体上硬件的实现和调试较为简单, 所以, 我们决定采用多个集成运放级连实现本题目。系统方框图如图1。

1.2 前级放大电路

方案一:采用共源共基差分式放大电路, 该电路具有较高的输入阻抗, 并且共基电路一方面可以扩展电路高频响应, 同时又将共源电路负载电路隔离, 使负载电阻产生的热噪声经过Cgd耦合到输入端, 可以达到提高抗噪声性能。但这种电路结构其抗噪声能力关键取决于所用器件, 由于特性一致的晶体管和场效应管不容易购买, 若采用一致性稍差的管子, 其抗噪声性能会明显降低。

方案二:使用宽带运算放大器, 采用反相输入形式可以抑制共模信号降低噪声, 其抗噪性能不一定优于方案一, 但电路形式简单, 易于调试, 能够满足题目的输入阻抗的要求故选取该方案。

1.3 增益控制电路

方案一:利用电阻网络和拨码开关, 手动调节增益, 可实现增益控制, 但硬件规模较大, 控制繁琐且人机界面欠佳, 另外, 利用电阻网络实现增益调节需使用不同阻值的高精度电阻, 这种电阻价格昂贵且不易购买。

方案二:可以用继电器或模拟开关构成电阻网络, 由单片机控制以改变信号增益。这种方案同样存在方案一电阻网络的缺点, 同时, 如果使用模拟开关, 其导通电阻较大, 而且各通道信号会互相干扰, 容易影响系统性能。

方案三:由单片机、D/A转换器和可编程增益放大器AD603构成压控放大器。单片机通过对控制D/A输出直流电压来控制AD603的内部电阻衰减网络, 实现增益调节。其外围元件少, 电路简单, 由于AD603带宽最大能达到90MHz, 增益范围有40dB, 增益精度在±0.5dB, 可精确实现增益控制, 可以实现题目发挥部分减小增益步进间隔的要求。所以本部分采用该方案。

1.4 后级放大电路

方案一:采用晶体管单端推挽放大电路。该电路广泛应用于示波器、显像管中。通过多级深度负反馈和各种回路补偿扩展通频带。为获得较低的通频带下限频率, 可用直接耦合方式, 而直接耦合的多级放大器工作点调试繁琐, 需要较丰富的实践经验。并且若要得到较高的输出电压, 晶体管放大电路对电源电压要求较高。

方案二:采用单片集成宽带运算放大器。提供较高的输出电压, 再扩流输出, 以满足负载要求.该方案电路较简单, 容易调试, 故采用本方案.

1.5 AGC控制电路

方案一:采用经典的AGC控制电路如图2。利用检波电路从输出端得到一与峰值电压相关的直流分量送入误差放大器, 控制结型场效应管, 使其工作在可变电阻区, 从而改变放大器增益以实现自动增益控制功能。此种电路形式较为成熟, 但动态范围不是很大, 且场效应管工作在可变电阻区时不易控制其压控电阻, 调整有些困难。

方案二:使用AGC专用集成芯片, 如AD8367, 此类芯片外围电路简单, 使用方便, 可以很容易得到恒定输出电压。但这类芯片输入动态范围不大, 输出往往为一伏值较小的恒定值, 不利于本题显示输出有效值的要求。

方案三:利用可编程增益放大器AD603, 通过单片机软件转换, 可以将增益控制电路转换成自动增益控制电路。即通过峰值检波将输出信号峰值对应的直流分量送入A/D, 通过软件计算, 显示输出电压值。利用D/A输出对应的直流信号控制增益调节放大器, 加运算放大器改变输出比例, 可通过单片机对增益控制电路进行简单改进实现。经总体考虑, 决定采用该方案。方框图如图3。

2 主要电路原理分析和说明

2.1 前级放大器

由于AD603输入阻抗只有100欧, 需加大输入阻抗才能满足题目要求, 而且前级信号比较小, 容易受噪声干扰, 综合考虑。我们前级放大采用视频放大器AD811, 其带宽有100MHz, 接成同相放大形式电路如图4。

2.2 增益控制电路

AD603的简化原理框图如图5所示, 它由无源输入衰减器、增益控制界面和固定增益放大器三部分组成。图中加在梯型网络输入端 (VINP) 的信号经衰减后, 由固定增益放大器输出, 衰减量是由加在增益控制接口的电压决定。增益的调整与其自身电压值无关, 而仅与其差值VG有关, 由于控制电压GPOS/GNEG端的输入电阻高达50MΩ, 因而输入电流很小, 致使片内控制电路对提供增益控制电压的外电路影响减小。而且, 如果AD603的增益用dB表示, 则与控制电压成线性关系, 以上特点很适合构成本题要求的放大器。

当VOUT和FDBK两管脚的连接不同时, 其放大器的增益范围也不一样, 带宽在9MHz～90MHz之间。

为加大中间级的放大倍数及增益调节范围, 我们使用两片AD603级联作为中间级放大。如果将AD603的5脚和7脚相连, 单级AD603增益调整范围为, -10～+30 dB, 带宽为90MHz, 两级AD603级联, 使得增益可调范围扩大到-20d B～+60 d B。可满足题目要求的10dB～58dB的增益调节。电路如图6。两级AD603采用+5V, -5V电源供电, 两级的控制端GNEG都接地, 另一控制端GPOS接D/A输出, 从而精确地控制AD603的增益。AD603的增益与控制电压成线性关系, 其增益控制端输入电压范围为-500mv～+500mv, 增益调节范围为40dB, 当步进1dB时, 控制端电压需增大

2.3 输出级电路设计

后级输出电路我们采用输入阻抗较高的同相放大形式如图7, 前面分析过, 后级放大倍数为6倍左右。

2.4 检波电路设计

由于本系统信号频率很宽, 如果采用有源器件组成的峰值检波电路, 在低频和高频段均有较大失真, 不能得到与峰值线性对应的直流电平。所以我们采用无源峰值检波电路。

我们采用的检波电路如图8。

图中D1、D2均为锗管, 采用锗管因为其特性近似平方率曲线, 变化较为平缓, 二极管导通时电容充放电速度较为缓慢, 输出幅度较为平坦, 纹波较小。R1、R2、D2保证输入信号小于二极管导通电压时, 二极管D1也能导通, 进行检波, R3、R4进一步抑制检波输出纹波, 并将直流电压分压输出。该检波电路输出信号电压约为输入电压峰值的1/4。

3 数据测试与分析

3.1 测试使用的仪器

5MHz函数信号发生器

数字万用表

40MHz示波器

直流稳压电源

3.2 测试数据

测试信号:峰峰值55mv带宽:10khz～5mhz

4 结束语

经过一周多的努力, 我们终于大致完成了本系统, 但还有很多地方值得进一步完善。例如, 通过做PCB, 可以解决由于采用的面包板布线导致的系统不稳定的问题。可以通过合理布局和大面积铺铜, 减少由于干扰产生信号失真甚至自激震荡的问题。通过采用高精度的AD/DA, 可以解决AD/DA芯片精度不高, 输出电压误差。通过进行良好的程序代码优化, 可以解决程序运行也不很稳定, 代码过大的问题, 同时可以扩展系统功能。进一步提高系统性能。

摘要：该设计放大部分采用集成电路, 具有硬件电路形式简单, 频带宽, 增益高, AGC动态范围宽的特点, 且增益可调, 步进间隔小。该宽带放大器以可编程增益放大器AD603为核心, 由三级放大器组成, 前级放大主要是提高输入阻抗, 对小信号进行放大;中间级为可变增益放大器, 主要作用是实现增益可调及AGC功能, 增益控制和AGC功能都由单片机控制, 可预置并显示增益值, 增益范围-6dB～48dB, 步进6dB, 后级放大进一步增加放大倍数, 扩大输出电流, 提升放大器的带负载能力, 提高输出电压幅度, 范围为10dB46dB。后级输出接峰值检波电路, 检波电路输出由单片机采样并计算后, 用液晶显示屏显示输出正弦波电压的有效值。

直流宽带放大器设计 篇7

近年来,IT产业这一新名词不断出现在人们的视野中,对它的讨论也不绝于耳。而作为其发展进程中必不可少的一环,人们对通信容量和带宽传输的要求也在日益提高。波分复用(WDM)光纤通信技术是有效解决这一迫切需求的秘方良药。但是,WDM系统的发展需要有光放大器做其强有力的后盾。相较昂贵且复杂的光—电—光(3R)中继放大器,光放大器以其成本低、结构简单、对光信号比特率和调制透明的优点,获得更多的研究机会。应用在WDM光纤通信系统中的光纤拉曼放大器(FRA)的一个基本要求是在整个工作波段内具有较好的增益平坦度,这是因为WDM信号的平坦度对各路信号的光信噪比(OSNR)有重要影响,并且,各信道之间较大的功率差异会增加WDM信道解复用器输出端的串话。目前,主要采用两种方法来拓展光纤放大器的平坦增益带宽:一种是混合光纤放大器;另一种是多波长泵浦的FRA。

多波长泵浦的FRA是采用不同激射波长的多个泵浦源对拉曼增益光纤实施泵浦,由多个泵浦源实现的多个拉曼增益带相叠加形成带宽的增益放大。

文章讨论了多泵浦FRA增益平坦度的优化算法。

1 多泵浦拉曼光纤放大器的理论模型[1]

图1给出了一个多波长泵浦的FRA的基本原理结构示意图。利用高非线性光子晶体光纤、色散补偿光纤或者其它高非线性光纤作为拉曼增益介质,多个不同激射的泵浦源和不同波长的信号光通过波分复用耦合器引入到拉曼增益光纤中。由图可知,由于拉曼增益光纤中同时传输多个波长的泵浦光和信号光,因此这种多波长泵浦的FRA的功率耦合涉及到泵浦光到信号光、泵浦光到泵浦光、信号光到信号光之间的拉曼增益过程,还包括自发辐射噪声和自发热噪声的产生以及后向瑞利散射的放大过程。更完整的模型还要包括各种非线性效应如受激布里渊散射、高阶斯托克斯波和反斯托克斯波的产生,以及自发拉曼散射噪声、自发热噪声和瑞利散射。但是自发拉曼散射和瑞利散射不会影响拉曼增益谱,所以在忽略上述几种影响的情况下,多泵浦FRA增益过程的功率耦合方程可以表示为:

式中,当vi>vj,gij=gvi(vi-vj),或当vi>vj,gij=-vj vi·Pk(vi-vj);其中gv为拉曼增益系数;Keff为偏振相关系数(1≤Keff≤2),Keff=1时表示信号和泵浦偏振方向平行,Keff=2时表示信号和泵浦偏振方向处于随机状态;Aeff是光纤的有效模场面积;a为衰减系数;Pp、Ps分别为泵浦和信号功率,v为信号或泵浦频率。

式(1)表示增益过程的信号光功率耦合方程。右边第一项表示信号的衰减;第二项中包括泵浦光对信号光的拉曼增益和信号间的拉曼散射作用,信号间的拉曼散射作用包括此信号对长波长信号的拉曼散射作用和短波长信号对该信号的拉曼散射作用。

式(2)是多泵浦光源FRA增益过程的泵浦光功率耦合方程。右边第一项是泵浦功率的衰减,第二项是泵浦对信号的散射作用,即泵浦功率向信号功率的转移,第三项是泵浦之间的相互作用,包括更高频率的泵浦光对本泵浦光的拉曼散射作用和本泵浦光对更低频率的泵浦光的散射作用。

式(1)、(2)也可以用一个方程来表示

此时,Pk表示第k个泵浦光功率(k=1,2,…,n)或第k个信号光功率(k=n+1,…,m+n);v是按降序排列的,即vi>vj(i

式中各项的意义为:右边第一项是功率的衰减项,第二项表示更高频率的信号或泵浦光对第k个信号或泵浦光的拉曼散射作用,它使得Pk的功率增加,第三项是第k个信号或泵浦光对更低频率的信号或泵浦的散射作用,它使得Pk的功率下降。

2 影响增益平坦的因素[2]

2.1 泵浦方式

采用前向泵浦时,由于泵浦光和信号光基本上同步传输,所以泵浦噪声会严重影响放大信号的噪声。当泵浦光在时域上有轻微的能量波动时,信号光的不同字节得到的放大就会不一样,引起振幅波动。

而采用后向泵浦时,信号光的每一位会受到不同泵浦光的放大,这样拉曼泵浦的功率不同产生的放大就可以得到平均[3]。

所以,前向泵浦带来的信号光和泵浦光的串扰较大,噪声性能较差;而后向泵浦可抑制泵浦诱发的高频偏振和强度噪声,所以在实际应用中经常采用。

2.2 泵浦波长

对于单波长泵浦的FRA,为了获得最大的增益,选取泵浦波长时应使被放大的信号光处在拉曼增益谱中心波长附近。对于单模光纤来说,也就是使泵浦波和信号波的频率相差13THz左右。

由于单个泵浦的拉曼增益不平坦,带宽也只有30nm,而且对于泵浦功率要求较高,因此目前大多采用多波长泵浦方式。一方面可以实现较宽的增益,同时不需要利用平坦滤波器就可以实现增益平坦;另一方面也可以降低对泵浦的功率要求。

2.3 光纤的性质

在FRA中,传输光纤是放大介质,其作用相当于掺铒光纤放大器(EDFA)中的掺铒光纤。因此,我们必须深入研究它的性质。

根据受激拉曼散射理论,FRA的开关增益Gon-off表示为:

式中,Leff=1/ap[1-exp(-apL)],从式(4)可以看出,开关增益的大小与光纤的拉曼增益系数gR、光纤有效芯径面积Aeff、光纤损耗系数a和光纤长度L有关。在实际应用中还要考虑光纤的芯/包层相对折射率差Δ,拉曼效率系数CR=gR/A e ff和拉曼净增益G=Go n-o ff-a L。

现有石英光纤的拉曼增益效率低,故要求的泵浦光功率较高。为了获得较高的增益,人们尝试了各种不同类型的光纤作为增益介质。表1给出了5种典型光纤用于拉曼增益介质时的参数[4]。

在表1中,光纤A表示的是标准单模光纤(SMF);光纤B表示的是色散位移光纤(DSF);光纤C表示的是色散平坦光纤(DFF);光纤D表示的是色散补偿光纤(DCF);光纤E表示的是高非线性系数光纤(HNLF)。

由式(4)和表1可以看出,在进行优化设计选取光纤时必须考虑以下几个参量:

(1)纤芯掺杂浓度。拉曼增益系数gR与介质折射率的三阶非线性项有关,在光纤中它的大小与掺杂浓度有关。拉曼效率系数CR随着△的增大而增大。但是,随着掺杂浓度的增大,光纤损耗系数也相应增大,将超过可接受的范围,引起附加增益损耗,从而减少增益效率。另一方面,掺杂浓度过大也会引起瑞利散射的增大,从而降低信噪比。

(2)光纤损耗系数a。一方面,随着损耗系数的增大,光纤的有效长度Leff减小,拉曼净增益也相应减小;另一方面,噪声指数随着损耗系数的增大而增大。故总的来说,光纤的损耗系数是越小越好。

(3)有效纤芯面积Aeff。有效纤芯面积主要与光纤的波导结构有关[5]。在其它条件相同的情况下,开关增益随着有效纤芯面积的减小而增大。

(4)光纤长度。

图2[6]给出了拉曼净增益随光纤长度变化的曲线。从图中可以看出,随着光纤长度的增加,增益曲线将趋于饱和。同时,当光纤较长时噪声指数也变大。因此,在获得一定增益的同时,应选择最短的饱和长度。

综上所述,为了得到高增益、低噪声指数的FRA,我们应选择拉曼增益系数高(即纤芯掺杂浓度高)、光纤损耗系数低、有效纤芯面积小的光纤。同时,在保证增益的前提下,应尽量选择长度较短的光纤。

3 多泵浦拉曼光纤放大器的优化算法

3.1 现有优化设计算法简介

在信号工作频段内保持增益谱的平坦化是WDM光纤传输系统对光放大器的基本要求。但由于光学非线性的特殊放大机制以及多波长泵浦的技术手段,FRA获得平坦化的增益谱是优化设计的一个技术难点。

宽带FRA中,泵浦到泵浦、泵浦到信号、信号到信号都存在复杂的SRS作用,要解决这样一个多目标且多自由度的非线性优化问题是具有一定难度的。现存的增益谱优化算法大致如下:

(1)1982年,Kirkpatrik等人将退火思想引入到组合优化过程,提出一种解大规模组合优化问题,特别是NP完全优化问题的有效近似算法——模拟退火算法(simulated annealing algorithm)。它源于对固体退火过程的模拟,采用Metropolis接受准则。但是,这种优化方法效率较低,返回高质解所需的优化时间较长,实用性不强,无法满足多泵浦FRA优化设计的需求[7]。

(2)2001年,Namiki等人提出,多泵浦结构FRA的总增益谱由各泵浦的增益谱叠加而成,而单个泵浦的增益形状和大小分别由其波长和沿光纤的功率积分决定,据此可以对泵浦波长及功率进行优化。但是这种方法需要优化泵浦功率沿光纤的积分,进而求出相应的最优化泵浦配置,整个过程过于烦琐[8]。

(3)2002年,Perlin等人采用遗传算法,以泵浦波长和泵浦功率积分作为优化对象,以增益平坦度作为适应度函数进行优化,然后通过迭代获得所需要的泵浦功率遗传算法具有全局搜索性,理论上一定可以获得全局最优的泵浦配置方案[9]。

(4)1995年,Kennedy和Eberhart等人提出了粒子群算法(PSO),这是一种进化计算技术。其基本思想源于对鸟群捕食行为的研究。经过几年的发展与完善,该算法已经广泛应用于函数优化、神经网络训练、模式分类、模糊系统控制以及其它很多应用领域[10]。

直到现在,关于宽带FRA泵浦优化的讨论仍不断涌现,如混合遗传算法、线性矩阵法、神经网络模型等。但是由于FRA的模型复杂性,其增益不平坦度与泵浦配置之间的关系难以简单表达,在整个泵浦空间中可能存在若干个局部最佳配置点,因此,目前在全局范围快速准确地找到最优解的有效方法仍在研究中。

3.2 用遗传算法优化FRA

遗传算法(genetic algorithms)是一种借鉴生物界自然选择和自然遗传机制的高度并行、随机、自适应搜索算法,它主要用在处理最优化问题和机器学习。隐含并行性和对全局信息的有效利用能力是遗传算法的两大显著特点。前者使遗传算法只须检测少量的结构就能反映搜索空间的大量区域,后者使遗传算法具有鲁棒性,遗传算法尤其适于处理传统搜索方法解决不了的复杂和非线性问题。

通过模拟自然进化过程,遗传算法利用某种编码技术作用于称为染色体的二进制数值串,其基本思想是模拟由这些串组成的群体的进化过程。遗传算法通过有组织的,然而是随机的信息交换来重新组合那些适应性比较好的串,在每一代中,利用上一代串结构中适应性好的位和段来生成一个新的串的群体;作为额外增添,偶尔也要在串结构中尝试用新的位和段来代替原来的部分。类似自然进化,遗传算法通过作用于染色体上的基因,寻找好的染色体来求解问题。它对求解的问题本身一无所知,它所需要的仅仅是对算法所产生的每个染色体进行评价,并基于适应性来选择染色体,使适应性好的染色体比适应性差的染色体有更多的繁殖机会。遗传算法是一种随机算法,但它不是简单的随机走动,它可以有效利用已有信息来搜寻那些有希望改善解质量的串。它的优点是编码简单,不受搜索空间限制假设的约束,不必要求诸如连续性、导数存在和单峰等假设,以及固有的并行性[11]。

由于遗传算法是自然遗传学和计算机科学相互结合渗透而成的新的计算方法,因此遗传算法中经常使用许多自然进化的基础用语。

(1)群体(Population)和个体(Individuals)。遗传算法中,染色体对应的是数据或数组,通常以一维串结构数据表现。算法处理的对象是染色体,或者叫基因个体。一定数量的个体组成了群体或叫集团。

(2)群体规模(Population size)。群体中个体的数目称为群体的大小,也叫群体规模。

(3)适应度函数(Fitness function)。各个个体对环境的适应程度叫做适应度。在遗传算法中使用适应度这个概念来度量群体中各个个体在优化计算中能达到或接近于或有助于找到最优解的优良程度。度量个体适应度的函数称为适应度函数。

(4)编码(Coding)和解码(Decoding)。遗传算法用两个必须的数据转换操作来描述问题的可行解,即把一个问题的可行解从其解空间转化到遗传算法所能处理的搜索空间的转换方法就称为编码。反之,称为解码。

(5)选择(Selection)、交叉(Crossover)和变异(Mutation)。选择就是根据各个个体的适应度值,按照一定的规则或方法从上一代群体中选择一些优良的个体遗传到下一代群体中。这样就体现了达尔文的适者生存原则。交叉就是将群体内的各个个体随机搭配成对,对每一个个体,以某个概率(称为交叉概率)交换它们之间的部分染色体。交叉体现了信息交换的思想。变异是对群体中的每一个个体,以某一概率(称为变异概率)改变某一个或某一些基因座上的基因值为其它等位基因。变异为新个体的产生提供了机会。

遗传算法的计算过程示意框图如图3所示,其一般计算步骤是:1)随机产生一个由确定长度的特征串组成的初始群体;2)对串群体迭代的执行下面的步骤a和b,直到满足停止准则;a.计算群体中每个个体的适应性;b.应用复制、杂交和变异算子来控制产生下一代群体;3)把在任一代中出现的最好的个体串指定为遗传算法的执行结果。这个结果可以表示问题的一个解(或近似解)。

具体应用到设计多泵浦光源FRA时,其步骤如下[12]:

确定泵浦的数量和需要放大的波长范围,在此范围内随机产生选取N个泵浦光的波长和功率组合作为样本;

计算这些泵浦光组合的增益曲线

用式(5)来衡量各组合增益曲线与目标曲线的差异,该式算得的值越小,说明差异越小,平坦度越好。如果有这样的组合满足设计要求,算法结束,否则进行下一步;

式中,G是期望的增益值;N是样本数;Gn(P,vn)是由式(5)算得的各个样本的增益值。

对样本进行编码,可以根据实际情况,决定波长和泵浦功率分别用多少位二进制来表示。然后对编码后的样本进行复制、交叉、变异,得到下一代的样本码,之后对每个样本码还原为十进制,回到第(2)步进行循环。这样,经过多代的遗传变异后,可以得到满足要求的样本组合。

4 结论

FRA是一种光纤全波段放大器,它具有可分布式放大、增益高、输出功率大、响应速度快、可降低非线性影响、噪声特性好等诸多优点。它有两个重要特性:一是增益平坦特性,二是噪声特性。

理论与实验相结合证明,泵浦波的个数越多,所得的平坦增益带宽越宽。但是,泵浦个数越多,价格会越高,计算量也越大。从系统成本的角度考虑,FRA一般只采用2~5个泵浦波长。所以,我们必须根据具体要求,选择合适的泵浦个数,并在泵浦个数一定的情况下,力争得到最好的优化效果。

摘要：文章以多泵浦拉曼光纤放大器的增益平坦度为切入点,分析了影响多泵浦FRA的增益平坦性的因素,罗列了几种不同的优化算法并着重介绍了遗传算法。研究表明,使用遗传算法优化宽带拉曼放大器是可行的。另外,使用的泵浦个数越多,所得平坦增益带宽越宽。但是,泵浦个数越多,成本也越高,计算量也越大。因此,我们要根据具体要求,选择合适的泵浦个数,力争得到最好的优化结果。

关键词：多泵浦拉曼光纤放大器,增益平坦,遗传算法,模拟退火算法

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