实时线路电流（精选三篇）
实时线路电流 篇1
光学电流互感器在出厂前要经过误差测试, 合格方允许供货。但由于光学电流互感器对温度、振动均敏感, 在经过现场安装后再复测误差往往不再合格。特别是对于光学电流互感器与合并器供货商不同的情况, 光学电流互感器在出厂前的误差测试是基于互感器本体, 但现场安装后数字信号是基于合并器送出的数据集, 即使互感器本体误差合格, 经过合并器环节的数据处理、延时设定等环节后误差有不同程度的漂移。根据现场运行和计量测试的需要, 对光学电流互感器的现场测试必须带合并器一同测试, 实际测试数据表明, 光学电流互感器现场组装完毕带合并器测试绝大部分甚至全部超差, 需要现场调校, 然后复测方能在20%以上额定一次电流合格, 对于轻载特别是5%额定一次电流以下时, 误差漂移、瞬变严重, 甚至无法读取合理的数据。光学电流互感器投运后的误差是否会随着运行时间的变化而大幅度变化?特别是在实际运行时各种电磁干扰环境下光学电流互感器还能否稳定运行、误差是否始终合格?此类问题迄今尚没有相关实践数据, 因此对光学电流互感器现场运行误差特性进行在线实时比对分析对于全面研究光学电流互感器误差特性、光学电流互感器贸易结算性能评估和智能变电站计量装置配置方案优化均有重要意义。当前, 电子式互感器因其在绝缘、通信传输、数据综合处理等方面的优势引起科研界与工程界的高度重视和广泛关注。误差比对分析装置由采样单元、同步单元、运算单元和传输单元组成, 利用现场运行误差实时比对, 实现光学电流互感器的现场运行误差数据存储及远程分析, 为光学电流互感器的运行误差分析提供数据依据, 实现光学电流互感器的实时监测现场运行误差, 适用于同时具备光学和电磁式电流互感器的智能变电站。
1 光学电流互感器基本原理
常见的光学电流互感器工作原理主要为法拉第效应、逆压电效应和磁致伸缩效应, 其中以Faraday效应为其工作原理的F光学电流互感器常采用偏振检测方法或利用Faraday效应的非互易性采用Sagnac干涉仪实现检测[2,3]。由于Faraday效应具有非互易性。而光纤中的线性双折射具有互易性, 二者之间这种差别使得采用Sagnac干涉仪实现电流传感成为很有吸引力的方案。Sagnac干涉仪型F光学电流互感器又可分为环形结构和反射结构2种, 其原理图如图1、图2所示。其中, 反射结构的光纤电流互感器具有优良的互易性和较强的抗外界环境干扰能力, 是一个具有实用价值的光学电流互感器方案。
2 光学电流互感器存在问题
根据光学电流互感器的设计与制造工艺, 电流互感器的影响主要表现在置于户外的传感头的精度上。根据实际情况可分为下面两个温度源的影响:一是缓慢变化的空间上均匀分布的环境温度;二是变化复杂的空间上分布不均匀的温度。在均匀温度场中, 传感头中传播的光路径会因此发生变化, 进而使得光功率变化。对于这种影响可采用适当的数据处理方法来应对。在非均匀温度场中, 光学器件之间发生非均匀的热膨胀, 从而使之产生内应力, 引起附加温度应力双折射, 直接影响线偏振光的偏转角, 导致难以消除的测量误差[4,5,6]。光学电流互感器实现的最大困难是其本身的光学系统折射效应会随环境因素变化而变化, 从而影响整个系统的精度和稳定性。其根本原因在于光纤的线性双折射效应对测量结果的影响:降低系统灵敏度、可靠性和稳定性, 使测量结果与被测电流在光路内的位置有关等。归结F光学电流互感器在应用中应关注的问题如下:
(1) 使用寿命。寿命不仅和设计有关, 和材料元器件选择, 生产过程的工艺和质量控制也密切相关。
(2) 温度的影响。温度变化对光源、光纤光路、敏感环等带来影响。
(3) 长期运行稳定性。热老化、热循环、温度湿度循环、振动、热冲击、干热、湿热等。
(4) 小电流信号下的测量准确度。由于光学电流互感器通过光学检测来获取信号, 其中必定含有光学散粒噪声, 光学传感器的输出都会有噪声, 其衡量指标与使用信号的宽带有关。所以测试零电流也会有输出, 即噪声, 不过该噪声的均值为0。目前可以测到1 A的电流。
3 误差比对系统的工作原理与结构
误差比对系统由采样单元、同步单元、运算单元和传输单元组成。采样单元, 用于光学电流互感器一次电流信号及电磁式电流互感器二次电流信号的采样;同步单元, 用于采集到的光学电流互感器一次电流信号及电磁式电流互感器二次电流信号同步;运算单元, 用于计算光学电流互感器的一次电流信号和电磁式电流互感器的二次电流信号有效值、相位及频率, 并进行实时角差和比差计算, 得到实时比对误差数据;传输单元, 用于将得到的实时误差数据与后台服务器进行数据交互[7,8,9]。如图3所示。
图3中采样单元包括精密穿心零磁通互感器, 用于将电磁式电流互感器5 A的二次电流转换成10 m A小电流信号;电流/电压变换器, 用于小电流信号进行放大, 转换成电压信号;A/D转换器采用24位的高精A/D转换器, 并以4 k Hz的频率对电流/电压变换器输出的电压信号进行采样转换成数字信号, 供运算单元处理;以太网卡, 用于光学电流互感器接收IEC61850-9-2数据包, 并传输给运算单元处理, 所述精密穿心零磁通互感器的输入端与电磁式电流互感器的输出端相连接, 所述精密穿心零磁通互感器的输出端通过电流/电压变换器与A/D转换器的输入端相连接, 所述A/D转换器的输出端与运算单元相连接, 所述以太网卡的输入端与光学电流互感器的输出端相连接, 所述以太网卡的输出端与运算单元相连接, 所述以太网卡与A/D转换器设有同步单元。
同步单元在以太网卡接收IEC 61850-9-2数据包的同时记录IEC 61850-9-2数据包中0号包所对应的时标信息, 并输入给运算单元, 运算单元控制A/D转换器的采集频率, 实现同步采集, 运算单元还通过时标信息和A/D转换器的固有延迟时间进行同步的相位补偿。运算单元采用DSP处理器进行快速运算, 将电磁式电流互感器的二次电流的采样值进行快速傅里叶变换, 计算出有效值、相位及频率, 然后根据IEC61850-9-2数据包中0号包所对应的时标信息和24Bit AD的固有延迟时间, 补偿相位, 获得光学电流互感器与电磁式电流互感器的实时比对数据。传输单元采用ARM处理器, 将实时误差数据通过以太网与后台服务器进行数据交互。系统的硬件框图如图4所示。
4 比对算法
在线比对算法包括同步算法、误差比对算法和存储传输策略, 其中同步是将光学电流互感器和电磁式电流互感器的电流信号进行同步控制, 并传输给后续单元以便进行误差比对计算;误差比对是指通过数据处理单元模块进行幅值、频率、相位计算, 并将两者进行比对得到实时比对误差;存储和传输策略是指大量比对误差数据本地存储和远程传输的控制策略。光学电流互感器比对系统算法控制流程如图5所示。
5 现场实施及效果
为保证挂网设备和电网设备的安全运行, 现场安装设计方案采用传统电流互感器二次电流经精密电流互感器穿心两匝的方式获取二次模拟量电流信号, 保证长期挂网运行的安全性, 其原理如图6所示, 为了验证电流环方式的准确性, 比对装置的电流接口配置两套接插件, 一套电流环式, 一套回路接入式, 在条件允许的情况下用短时间回路接入式的误差数据对电流环接入式的误差进行校核。
光学电流互感器实时误差分析装置挂网运行的4个月期间, 运行安全, 未发生任何设备、数据方面的问题, 为光学电流互感器现场误差评估积累了大量的现场实时数据。
6 结束语
本文提出的光学电流互感器实时误差分析系统填补了国内光学互感器现场误差比对的空白。该方案通过实际研制已形成成品, 并通过了误差校准测试以及电磁兼容测试, 均符合挂网运行的技术条件。该装置并在无锡西泾变挂网运行4个多月时间, 为光学电流互感器的运行误差分析提供数据依据, 实现了光学电流互感器的实时监测现场运行误差, 从而保证智能化变电站的电能计量的准确性和可靠性。
摘要：光学电流互感器在江苏省智能变电站得到广泛应用, 但投运后误差是否随着时间推移、电磁干扰、温度变化等因素大幅变化至今都没有相关实践数据。文中首先介绍了光学电流互感器的基本原理和存在问题, 然后设计了误差比对装置的硬件构成和算法设计, 最后通过江苏无锡西泾变的挂网运行, 验证了比对分析系统的可行性。
关键词：光学电流互感器,误差,比对系统
参考文献
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实时线路电流 篇2
本文中设计的超声波断轨检测系统整体结构框图如图所示。
断轨检测系统包含两大部分，左侧虚线框内部分是长距离断轨实时监测系统，右侧虚线框内部分是钢轨焊缝探伤系统，下面分别对两个系统进行简要介绍。
1.长距离断轨实时监测系统
超声波在单一介质中有着良好的传播特性，钢轨是具有良好声导管特性的传播介质，这些因素构成了长距离断轨实时监测系统的物理基础。当超声波在钢轨内传播时，钢轨边界对超声波产生反复不断的反射传导，这样就会形成由横波、纵波、表面波等各种形式组合在一起的超声导波，与传统的近距离超声检测的方法相比，超声导波检测频率相对较低，这样可以增大超声导波的传输距离。长距离钢轨断轨实时监测系统分为发射站和接收站两个部分，发射站内有专用的发射器，通过发射器向固定在钢轨轨腰上的超声波探头发射高压脉冲信号，高压脉冲信号通过探头内的压电陶瓷转换为功率较高的超声导波信号，超声导波信号经过钢轨长距离的传输，在接收站由超声波探头接收到，接收站内有专用接收器，对接收到的超声波信号进行滤波放大等处理，通过幅值比较或其他处理手段，分析在给定的时间以内是否接收到了发射站发射的预先设定好发射频率的超声波信号，以此来判断接收站与发射站之问钢轨是否有断轨现象发生。
长距离断轨实时监测系统通常布设在整根钢轨上，超声波传播的路径应当避免经过焊缝或复杂的轨道路况，以免超声波信号的损失过大，影响探测准度。长距离断轨实时监测系统具有很多的优点，比如该方法采用超声波作为检测信号，超声波是一种机械波，因此不受牵引回流与钢轨电气参数的影响，在较长隧道、南方山区潮湿积水等地区可以代替轨道电路进行断轨检测。该设备原理比较简单，安装和维护方便，设备的功耗成本较低，且可探测距离长，探测范围能达到1~2 公里，可以实现在线的实时监测，如果有断轨现象发生，系统就会通过接收站接收到报警信号，并通过GPRS无线网络将报警信号发送到正在行驶的列车驾驶室，列车员会根据实际情况采取相应的措施，避免交通事故的发生。该探测系统缺点明显，只能探测到钢轨出现比较大的缺陷的情况，如钢轨已经完全断裂，或者钢轨损伤非常严重，对于钢轨的内部核伤该检测系统无法检测出来，而且不能精确定位断轨发生的位置。对高速行驶的列车来说，小的裂缝对其可能就是致命的伤害，所以仅仅有该系统是不够的。
2．钢轨焊缝探伤系统
钢轨焊缝探伤系统总体结构如图右侧虚线框内所示，与其他断轨检测的方法相比，钢轨焊缝探伤系统最大的优势在于可以对钢轨焊缝进行实时在线监测，从缺陷产生的时刻起就能通过采集到的超声波信号的变化来分析缺陷的变化，除此之外，钢轨焊缝探伤系统还能实现缺陷的定位，通过GPRS发送的数据就可以确定产生缺陷的精确位置。与长距离断轨实时监测系统相比，钢轨焊缝探伤系统需要较高的超声频率，高频率的超声波有利于发现更小的缺陷，对钢轨焊缝的探伤更加精准，基于超声波的绕射和衍射原理，超声波探伤的灵敏度约为半波长，所以频率越高，灵敏度越高，分辨率越好。高频率的超声波声束指向性好，能量集中，利于接收端的换能器接收到超声信号，但是探测频率不能过高，随着频率的提高，衰减也会急剧的增加，信号太弱，容易被噪声湮没，不利于探测。本系统中所用的超声信号的中心频率在2．5MHz左右。长距离断轨检测系统能够进行大范围的断轨检测。焊缝容易产生裂纹和内部核伤，当焊缝内部产生缺陷并受到较大拉力作用时，就容易发生断裂，钢轨焊缝探伤系统针对焊缝处易发生断轨的特点，对钢轨焊缝进行实时监测。两个系统相互配合、互补不足，达到最佳的断轨检测方式。
二、钢轨焊缝探伤系统方案
钢轨焊缝探伤法的工作原理
焊缝探伤系统是一种基于超声波的衍射原理进行检测的无损探伤法。这种探测方法不同于传统探伤方式，利用反射波的幅值来测定缺陷的大小和位置，而是有赖于超声波与缺陷部位的相互作用进行缺陷探测的。超声波在钢轨内传播，当遇到钢轨内部的缺陷时，会发生相互作用，作用的结果是产生衍射波，只要能检出衍射波就能确定缺陷的存在。这种探伤方法通常采用穿透能力较强的纵波斜探头，这样超声波与缺陷的相互作用更加强烈，衍射后得到的信号更容易被接收探头接收。图为钢轨焊缝探伤法的工作原理图。
在轨腰表面对称放置两个频率、尺寸、角度都相同的超声波探头，一个用来发送超声波信号，一个用来接收超声波信号，两个探头之问的距离由轨腰的厚度、探头发出的声束角度、超声波信号的频率所决定。发射探头将超声波信号从轨腰表面入射到轨腰内部被检焊缝的断面，信号在轨腰内部传播。在没有缺陷的位置，接收探头会接收到沿轨面传播的侧向波，该波的声速与探头发送的纵波声速相同，除此之外，接收探头还能接收到来自轨腰底面的反射纵波。当有缺陷存在时，在侧向波和底面回波之间，接收探头还会接收到来自缺陷的顶端和底端的衍射波。如上图所示，而且他们的传播路径不同，导致到达接收探头的时间不同，这样将利于将先后到达接收探头的侧向波、缺陷波、底面回波很好的区分开来。钢轨焊缝探伤法典型波形如下图所示。
发射探头发出超声波信号以后，首先到达接收探头的信号为沿着轨腰表面传播的侧面波，如轨腰内部有缺陷，则接下来到达的是缺陷顶端产生的衍射波，形成负向的信号波，同理在缺陷底端也会产生衍射波，形成正向信号波。最后接收到的是轨腰底面产生的信号较强的底面回波。在接收到的波形中，侧向波起着参考基准的作用，因为它沿着表面传播，所以信号幅度与两探头的间距有关，将两个斜探头相对放置，调节探头的间距，观察侧向波信号的幅度随着两探头间距的变化情况，可知当两探头间距增加时，信号的强度呈下降趋势。缺陷顶波和底波的强弱将直接影响到缺陷检测的灵敏度，超声波入射和接收的角度是影响衍射波强度的主要因素，因此可以通过调整入射和接收的角度来增加衍射波的强度。缺陷中间处的夹角为中夹角，通过观察发现，虽然缺陷深度不同，但衍射波信号均在中央角为一定值附近信号最强，而且上端和下端衍射波的传播特性相同。通过钢轨焊缝探伤法采集得到的信号数据可以采用小波分析法进行处理，与傅里叶变换相比小波变换是空间(时间)和频域的局部变换，能有效地从信号中提取信息。通过伸缩和平移等运算，能够对函数或信号进行多尺度细化分析，因此将小波分析理论应用于超声波信号处理方法当中，既能在时域上观察波形的变化，又能精确分析缺陷回波和杂波的频率成分。
实时线路电流 篇3
1 检测原理
基于瞬时无功功率理论的谐波检测方法已经成熟地运用在三相电路中[3], 其实质是把需检测的三相瞬时电流、电压, 经线性变换后相乘, 从而使得基波电流所对应的瞬时功率为一直流量, 以便于分离出去。假设电网电压无畸变, 令u (t) =U cosωt。则周期性非正弦电网电流用傅里叶级数展开为:
式 (1) 中:ip (t) 为瞬时基波有功电流, ip (t) =Ipcosωt=ilcosθlcosωt;iq (t) 为瞬时基波无功电流;iq (t) =Iqsinωt=ilsinθlsinωt;ip (t) +iq (t) =if (t) , if (t) 为基波电流大小;ih (t) 为瞬时谐波电流;θl为基波电流il (t) 的初相角;θn为各次谐波电流的相位角。
1.1 基波和谐波电流的检测:
要获得基波电流, 通过低通滤波器, 滤除高次谐波, 直接得到基波;得到基波后, 再从总的电流中减去基波, 就得到了谐波电流。假设控制系统电路产生的正弦和余弦信号分别为cos (ωt+θ) 和sin (ωt+θ) , θ为任意的正余弦信号与电网电压的相位差 (0≤θ≤2π) 。将式 (1) 两边同乘以2cos (ωt+θ) , 则有:
式 (2) 中含有直流分量和大于或等于2次谐波分量, 通过截止频率低于两倍电流基波频率的低通滤波器后, 则可得到直流分量:
再将式 (3) 两边同时乘以cos (ωt+θ) , 得:
同理, 将式 (1) 两边同乘2sin (ωt+θ) , 得:
同样, 通过截止频率为2倍基波频率的低通滤波器后, 得到直流分量Iq'=Ipsinθ-Iqcosθ再和sin (ωt+θ) 相乘, 得:
把式 (4) 和式 (6) 相加, 得:
式 (7) 即为瞬时基波电流大小, 检测到基波电流后, 从总的电流中减去基波电流就可以直接得到谐波电流, 即:
从上面的分析可看出, 如为了检测基波电流或谐波电流, 则相位角θ并不影响检测结果, 可以是任意值。因此不必用锁相环产生与电网电压同频同相的正弦信号和余弦信号, 只需系统的控制电路产生与电网电压同频率的正余弦信号即可, 这样省去了锁相环, 系统的控制更为简化。基波和谐波算法框图如图1所示。
1.2 基波有功和无功电流的检测
由基波有功分量表达式ip (t) =ipcosωt=i1cosθ1cosωt可知, 如果能够先得到ip, 然后再和cosωt相乘, 即可得到基波有功分量。从谐波电流的提取分析中可以看出, 式 (2) 中的直流分量Ip'=Ipcosθ-Iqsinθ中, 如果θ=0, 则可以得出Ip'=Ip, 从而可方便得出基波有功分量。这里θ=0, 就要求系统控制电路中所产生的正弦余弦信号必须与电网电压同频同相, 即要求增加锁相环, 通过锁相环产生与电网电压同频同相的正余弦信号。
θ=0, 即在检测基波有功分量中, 式 (1) 两边同时乘2cosωt, 得出的结果通过截止频率低于两倍基波频率的低通滤波器后, 可直接得到直流分量Ip, 再和cosωt相乘, 则可得到基波有功分量:
同理, 在检测瞬时基波无功电流分量, 只需在式 (1) 两边同乘2sinωt即可, 其余的过程雷同。即可得到基波无功电流:
基波有功和无功电流检测框图如图2所示。
从图2可以看出, 如果系统需要同时对谐波和无功电流进行检测, 则只需要对基波有功分量进行分离, 剩下的则为基波无功部分与谐波电流之和iL (t) -ip (t) =iq (t) +ih (t) , 可作为系统补偿参考电流的指令信号, 这样不必分别测量无功分量iq (t) , 计算更加简便;如果系统只需要检测谐波, 则同时对基波有功电流和无功电流进行分离, 得出谐波含量:
由本文1.1节可知, 检测谐波可省去锁相环, 但在实际运用中, 都常加锁相环进行统一的计算, 这样当电网电压即使发生畸变时, 该算法也能准确地检测出电网电流中的瞬时无功电流及瞬时谐波电流。
1.3 各次高次谐波的检测
采用相同的思想, 把电流中某一高次谐波提取出来, 在式 (1) 两边同时乘以2cos nωt, 得:
式 (12) 中, 只有最后一项 (第n项) 含量为直流分量, 其他项都含有n次谐波分量, 则通过截止频率低于n-1倍基频的低通滤波器后, 即可得到直流分量ipn (t) =incosθn, 再和cos nωt相乘, 则可得到第次谐波电流的有功分量:
同理, 为得到瞬时第n次谐波无功电流分量, 可在式 (1) 两边同乘2sin nωt, 得:
然后通过低通滤波器后, 可直接得到直流分量iqn (t) =-insinθn, 再和sin nωt相乘, 可得到第n次无功分量iqn (t) =-Iqnsin nωt=-insinθnsin nωt。
而由式 (1) 可知, 第n次谐波电流为:
由式 (15) 可以知道, 把所检测出的第n次谐波的有功分量和无功分量相加, 正好等于所要求的第n次谐波含量, 通过这种方法, 可以任意地求出第n次谐波分量。第n次谐波算法框图如图3所示。
2 仿真及实验研究
在以上的理论分析基础上, 本文利用Matlab软件, 以方波信号为对象对谐波和基波电流的提取进行了仿真分析, 提取出基波有功和谐波电流, 最后通过实验对方波信号分离出基波和谐波电流。方波信号的幅值为2 A, 周期为0.02 s, 滤波截止频率采用20 Hz, 输入的方波电流和提取出的基波电流如图4所示。谐波电流的频谱图如图5所示。
从图4、图5中可以看出3次谐波含量最大;检测到的谐波电流如图6所示。谐波电流的检测中, 对有无锁相环都进行了仿真, 均有相同的结果。检测到的3次谐波电流如图7所示, 从波形上可以看出其频率是基波的3倍。
在实验中, 采用数字芯片TMS320F240PQA为工具, 使用了锁相环技术, 把输入信号经过滞环比较器后得到的高低电平信号送入Cap1口, 以此来捕获输入信号的上升沿, 每当进入Cap中断后, 立即清零正余弦表的指针, 这样得到与电网电压同频同相的正余弦信号。数字滤波器设计中选用二阶的Butterworth滤波器, 截止频率为20 Hz。实验波形中, 图8为输入的方波信号和检测到的基波电流大小, 图9为检测到的谐波电流大小, 图10为检测到的3次谐波电流大小, 从波形上可以看出, 实验和仿真的波形及数值都保持一致, 证明了该方法的可行性。
3 结束语
本文针对目前单相电路中谐波及无功电流提取方法的一些不足, 提出了一种简单可行的检测方法。该方法算法简单, 更容易硬件实现。不仅能够检测出瞬时基波有功和无功电流, 还能够检测出总的谐波电流或任意一次高次谐波电流。在只检测基波电流和谐波电流时, 可以省去锁相环, 简化了系统结构和算法, 在检测瞬时无功电流时, 则要加上锁相环, 得到与电网电压同频同相的正余弦信号。这样即使电网电压发生畸变也能准确的检测出谐波和无功电流。最后通过仿真和实验都证明了方法的正确性。该方法在有源滤波器设计、谐波抑制与并网的统一控制和采用无功补偿的方法进行孤岛检测中都很有实用性。
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