功率特性

功率特性（精选八篇）

功率特性 篇1

电力电子器件是电力电子装置的重要基础,器件的性能对整个装置的技术指标和性能有着重要的影响[1]。Si功率器件经过五十多年的长足发展,其性能已趋近其理论极限,难以再大幅度提升。近年来,以碳化硅( Silicon Carbide,Si C) 为代表的宽禁带半导体技术迅速发展,与Si相比,Si C半导体具有禁带宽度高、临界电场击穿强度高和热导率高等特征,基于Si C的电力电子器件阻断电压高、通态电阻低、开关损耗小且耐高温工作,能大幅降低装置的功耗、缩小装置的体积。特别是在高频、高温和大功率电力电子应用领域,Si C电力电子器件具有Si半导体器件难以比拟的巨大应用优势和潜力[2]。

目前,Si C肖特基二极管( Schottky Barrier Di-ode,SBD) 、Si C JFET和Si C MOSFET都已经成功实现商业化。由于半导体材料性能不同,Si C功率器件与Si功率器件的电气特性存在一些差异[2-6]。为保证正确使用Si C功率器件并能够充分发挥其特性优势,使得基于Si C功率器件的变换器系统能够获得更优的性能,需要对Si C功率器件的开关特性和参数,尤其是开关特性进行深入分析和研究[5-7]。

本文主要以CREE公司的Si C SBD和Si C MOS-FET为例,分析和探究Si C SBD和Si C MOSFET的开关特性与应用优势。本文重点分析其与Si器件的开关特性差异,并设计制作了Buck变换器样机作为实验测试平台,验证Si C器件的特性与应用优势,从而为Si C功率器件的优化选择和应用提供依据。

2 Si C SBD开关特性分析

功率二极管的开关特性一般包括正向恢复特性和反向恢复特性,以下对Si C SBD分别予以分析。

2. 1 正向恢复特性

功率二极管开通电压过冲的形成主要与两个因素有关: 电导调制效应和内部寄生电感效应。Si CSBD由于不存在电导调制效应,因此只受寄生电感的影响,通过工艺改进能够基本实现Si C SBD的零正向恢复电压。

2. 2 反向恢复特性

功率二极管的反向恢复特性是二极管选型的重要指标之一,主要受电导调制效应和寄生电容效应影响。Si快恢复二极管存在电导调制效应,反向恢复时间长,反向恢复电流尖峰大,在线路中的杂散电感上感应出很大的电压尖峰,增加了功率器件的电压应力。Si C SBD没有电导调制效应,反向恢复主要受电路中寄生电容的影响,因而反向电流尖峰小、开关速度快、开关损耗小。

图1 给出了相同功率等级( 1200V/25A) 的Si CSBD和Si Pi N快恢复二极管的反向恢复曲线对比[8],图中Si C SBD的反向恢复电流尖峰明显小于Si Pi N快恢复二极管,反向恢复损耗显著降低。此外,Si C SBD的反向恢复特性几乎不随温度变化,表现出良好的热稳定性。而Si快恢复二极管的反向恢复电流和反向恢复时间均随温度的增加而恶化,工作温度增加时器件更容易失效。

3 Si C MOSEFT开关特性分析

功率MOSFET的开关特性一般包括开通特性和关断特性,但对Si C MOSFET而言,由于开关速度快,开关动作对栅极驱动有较大影响,因而,本文也把驱动特性作为开关特性的外延进行分析。

3. 1 开关特性

Si C MOSFET的开关特性主要与极间非线性寄生电容有关,表1 给出了相近功率等级( 1200V/10A) 的Si C MOSFET与Si MOSFET的输入电容Ciss、输出电容Coss和密勒电容Crss容值[9，10]。这些寄生电容参数对功率MOSFET开关动作瞬态过程具有明显的影响。

由表1 可见,Si C MOSFET的各个极间寄生电容容值都远小于相近功率等级的Si MOSFET。根据MOSFET的开关过程可知,寄生电容值越小,MOS-FET的开关速度可以越快,开关转换过程的时间越短,从而减小开关过程中漏极电流与漏源极电压的过渡交截区域,即减小了MOSFET的开关损耗。表2 给出了MOSFET数据手册中典型开关时间的对比,表中CMF10120D的测试条件为栅源极电压VGS= - 2 /20V,栅极电阻RG= 6. 8Ω,漏源极电压VDD=800V,漏极电流ID= 10A; IXTH12N120 的测试条件为VGS= 0 /10V,RG= 1. 5Ω,VDD= 600V,ID=6A[9，10]。可见,Si C MOSFET在漏源极电压更高、漏极电流更大、栅极电阻更大的条件下仍能表现出与Si MOSFET相当的开关速度。

3. 2 驱动特性

栅极驱动电路的性能对MOSFET的开关过程起着关键性的作用。在Si C MOSFET的快速开关应用中,尤其需要慎重考虑驱动电路中存在的问题。

从减小导通电阻的角度出发,Si C MOSFET的驱动电压值设置得较高比较有利。但因Si C MOS-FET开关动作快,漏极电流变化率大,漏源极电压变化率大,通过电路中栅漏极寄生电感、密勒电容耦合至栅极,经栅极电阻连接至源极形成回路。栅极电阻两端将产生较大的电压尖峰,在Si C MOSFET开通过程中可能导致栅极击穿,因此正向驱动电压值要有所限制。在关断过程中,由于Si C MOSFET的开启电压较低,栅极电压尖峰可能引起误导通,要设置驱动负偏压,增强栅极抗干扰能力。

控制这种耦合最直接的方法即减小电路中寄生参数和合理选择外部栅极驱动电阻值。表1 指出Si C MOSFET的密勒电容Crss非常小,这在一定程度上弥补了其开启电压低容易误导通的不足。在高频场合,Si C MOSFET关断时漏源极电压变化率dvDS/dt很大,在密勒电容上会感应一个栅漏极电流IGD并流过栅极电阻RG,其中RG是栅极的等效驱动电阻之和。此时栅极的感应电压VGS为:

若VGS与栅极关断电压之和大于栅极开启电压,则Si C MOSFET发生误导通。Si C MOSFET的开启电压低,更容易被触发误导通。但Si C MOSFET的密勒电容CGD远小于Si MOSFET( 见表1) ,由式( 1) 可知,相同漏极电压变化率引起的栅极感应电压要小得多,误导通的可能性也就大幅降低。

因Si C MOSFET栅极驱动电压极限要求为-5V / + 25V,通常设置在- 2V / + 20V,且必须精心设计功率回路与驱动回路,减小寄生参数,才能确保不出现栅极电压尖峰和误导通的发生。Si MOSFET的常用驱动电压为0V/ + 15V。栅极电压摆幅Vgpp的平方与栅极输入电容Ciss的乘积能够反映栅极驱动损耗的大小,其计算结果如表3 所示,结果表明Si CMOSFET的栅极驱动电压摆幅虽然更大,但由于输入电容要小得多,栅极的驱动损耗较Si MOSFET仍有所减小。

4 实验结果与分析

为了对Si C MOSFET和Si C SBD的开关特性进行研究,设计制作了如图2 所示Buck变换器实验电路平台,额定输入电压Vin= 270VDC,额定输出电压Vo= 100VDC,额定输出功率Po= 500W和开关频率fs= 100k Hz /400k Hz。

用于对比的MOSFET分别为Si MOSFET( Fair-child公司的FQA11N90,900V /11A @ 25℃ ) 和Si CMOSFET( CREE公司的CMF10120D,1. 2k V /24A @25℃ ) ; 用于对比的续流二极管分别为Si快恢复二极管( FAIRCHILD公司的MUR1560,600V/15A,trr< 55ns ) 和Si C SBD ( CREE公司的C3D10060,600V /10A) 。

4. 1 Si C SBD开关特性测试

图3 给出了满载时输入电压Vin= 270V,fs=100k Hz时的工作波形,图中VGS为栅源极电压; VDS为漏源极电压; IL为电感电流。图3( a) 和图3( b) 分别为采用Si快恢复二极管和Si C SBD作为续流二极管时的工作波形。图3( a) 和图3( b) 中,MOSFET的栅源极电压尖峰的最大值分别为23. 2V和19. 2V,而额定的栅源极电压为16V。可见,相对于Si快恢复二极管,采用Si C SBD作为续流二极管时栅源极电压尖峰减小了17% ,且漏源极电压和电感电流波形中的尖峰也有所减小。这是由于采用Si CSBD续流二极管能够减小反向恢复电流,降低了开关管Q的开通电流变化率。如上文所述,该电流变化率通过寄生电感耦合产生的栅极尖峰电压也随之减小。

图4 进一步给出了fs= 400k Hz,负载电流Iload=0. 3A时不同续流二极管的电流波形,图4 中VAK为二极管两端电压。可见,Si快恢复二极管作为续流二极管时的反向恢复电流尖峰最大值达到了2. 48A,而使用Si C SBD作为续流二极管时的反向恢复电流尖峰最大值仅有1. 28A,减小了近50% ,大幅降低了系统的器件应力。但也需要注意,实际应用中Si C SBD并不如理论分析的完全没有反向恢复电流,图4( b) 中仍存在一定的反向电流尖峰,其产生原因和Si快恢复二极管主要由电导调制效应引起不同,而是因为二极管本身和电路中存在一定的寄生电容,在二极管关断时寄生电容充放电从而引起电流尖峰。

保持变换器的输出功率Po= 500W,装设风扇进行辅助散热,采用Fluke公司Ti32 系列红外热像仪对分别采用Si快恢复二极管和Si C SBD作为续流二极管的Buck变换器工作温度进行测量,变换器中最高温度( 开关管附近的散热器) 与工作时间关系曲线如图5 所示。从测量结果可以看出,采用Si C SBD作为续流二极管可以使变换器的温升降低2 ~ 3℃ ,而变换器的温升与损耗具有正对应关系,即采用Si C SBD作为续流二极管能够减小开关管的损耗,提高变换器的效率。Si快恢复二极管和Si CSBD的导通压降均为1. 5V,且电流较小,导通损耗近似相等。因而损耗的减小可以认为是采用Si CSBD大幅减小了续流二极管的反向恢复损耗,同时由于电流尖峰的减小,MOSFET的开通损耗也会有一定程度的降低。温升的降低也可以转化为功率密度的提高,针对Si C功率器件进行散热器的优化设计将在后续研究工作中进行。

4. 2 Si C MOSFET开关特性测试

图6 给出了fs= 400k Hz,RG= 6. 8Ω,Si C MOS-FET与Si MOSFET的开通瞬时波形。与Si MOSFET相比,Si C MOSFET开通关断时,VGS没有非常明显的密勒平台。这是由于Si C MOSFET的短沟道效应和低跨导造成的。图6 显示,在漏极电压下降过程中,栅极驱动电压波形随之出现振荡,图6 ( b) 中SiMOSFET的栅极电压最大达到了近40V,超过了MOSFET的栅极极限电压,无法长时间可靠工作,而图6 ( a) 中Si C MOSFET的栅极电压最大值仅为20V,避免了栅极击穿的风险。根据上文分析,这是漏极电压变化时通过密勒电容对栅极电压的耦合干扰。MOSEFT开始导通后,漏源电压下降,密勒电容Crss开始从栅极抽流放电,根据式( 1) ,漏极电压变化率越大,产生的耦合电流IGD越大,若栅极瞬时驱动电流不足以提供足够的抽流电流,则栅极电容CGS开始放电,栅极电压下降。同时,由于电路中不可避免的寄生电感的存在,且开关频率较高,与栅极电容谐振作用产生严重的振荡和尖峰,甚至出现负向电压。Si C MOSFET的密勒电容容值较小,因此在导通过程中产生的耦合电流IGD远小于Si MOS-FET,栅极电压振荡较小,如图6( a) 所示。

图7 给出不同开关频率下Si C MOSFET的开关波形,可见开关频率的提高会带来驱动电压波形和漏源电压波形的上升沿和下降沿产生畸变。这是由于Si C MOSFET的栅源极电容CGS较小( 数百p F) ,虽然漏极的电压、电流变化通过栅漏极间寄生电感和电容的耦合作用减弱( 密勒电容很小) ,但在栅极仍很容易引起杂散电感和栅源极电容的振荡。开关频率提高后,漏极电压、电流变化率增大,栅极的振荡进一步恶化,而Si C MOSFET的栅极极限电压相对较低( - 5V/ + 25V) ,存在栅极击穿的风险。即Si C MOSFET高频化的重要问题是功率电路和驱动电路的寄生参数对器件的安全工作影响变得尤为剧烈,要实现与低频下同样的工作可靠性,就需要尽可能减小这些寄生参数。

5 结论

功率特性 篇2

关键词：汽轮机；背压特性；通用计算方法

1 汽轮机功率背压特性的通用计算方法

1.1 末级出口开始进行计算

常规功率背压特性计算需提供通流部分的各种几何参数，供货商通常不会充分提供。因此，业主无法基于常规计算方式对汽轮机的背压特性进行有效的计算。为方便计算，现定义几类功率和功率偏差：

2 汽轮机功率背压特性通用计算方法的应用

2.1明确性能考核试验设计

发电站的性能考核试验设计和商务技术密切联系的主要环节，汽轮机功率背压特性是性能考核方面的凭据。试验过程中，背压无须为额定背压，冬季背压小于额定值，将背压调节到额定。夏季背压大于额定值，不能调低，根据供货商提供的特性调节到额定工况。但有些供货商以自身利益为主，提供错误的背压特性。为消除这类问题，应用通用计算方法对背压特性进行计算，并进行对比，之后明确修正计划。如供货商提供的夏天工况值大于计算结果，则基于提供数值修正。反之，不可根据供货商提供的数值进行修正，需将考核试验延后到符合额定背压的时候在继续进行[3]。通常不用实行老化修正或者修正值极小。

2.2 冷端优化与进行前期工作

冷端优化就是在给定的年度平均温度下，借助经济计算，找到最优背压值，保证年度运行的最佳经济性。背压变化、汽轮机工作效率、电厂用电、凝汽器面积以及循环水系统成本一同变化，则需有一个最优值，保证整体经济性最佳。汽轮机功率背压特性是冷端优化的主要凭据，因一直由供货商提供，优化只得交由供货商。可供货商对电价、电厂用电以及循环水系统成本数据生疏，选择的功率背压并非最优。

3 总结

综上所述，对汽轮机功率背压特性的通用计算方法和应用进行分析，能够使业主更好地了解和掌握汽轮机的功率背压特性。进而使设计人员在初期对项目实行完善和设计，且对供货商提出合理要求，保证项目的顺利开展与使用功能。最终为我国社会经济的飞速发展提供助力。

参考文献：

[1]李清，王运民.应用汽轮机微增出力的通用计算方法对最末级进行变工况的计算[J].汽轮机技术，2013（05）：361-363，367.

[2]万忠海，晏涛，吴扬辉，等.超超临界汽轮机组功率背压特性的计算及试验研究[J].江西电力，2014（02）：81-84.

大功率拖动电机降压起动特性技术 篇3

各行各业广泛采用三相异步电动机进行电力拖动,其起动过程有直接起动和降压起动两种方式。如果对异步电动机进行直接起动(即全电压起动),起动电流较大,可达额定电流的4~7倍,根据对国产电动机实际测量,某些鼠笼型转子异步电动机甚至可达8~12倍[1]。如H-600真空泵拖动电机,功率55kW,其全电压起动电流为6.5倍额定电流。过大的起动电流有两方面影响:影响电机寿命,甚至会烧毁电机;过大的起动电流会使线路压降增大,造成电网产生过大的电压下降而影响接在同一电网上的其它电气设备的正常运行。

一般情况,异步电动机功率低于7.5kW时,允许直接起动,如果功率大于7.5kW,则要采用降压起动。对于异步电机的降压起动,首先要根据电机、电网所允许的电流最大值,计算出降压百分比最大值,再根据起动时降压百分比计算起动过程允许带的最大负荷转矩,最后得出电机带有一定起动负荷转矩下的降压起动时间。针对三相异步电动机的降压起动问题,重点阐述了在起动过程中要整定的起动时间与电机允许带的负荷值等问题,从而改良泵的起动效果,提高起动成功率。

1 起动时间的整定计算

拖动电机的降压起动,其过程是经过一定的降压起动时间后,转速接近稳定值,电动机自动切换投入全压正常运行。在一定起动电压和带有一定起动负荷的情况下,电动机起动时间的整定是一个重要的问题。对于拖动电机的起动,一般要求在电流允许的条件下,起动转矩足够大,以便很快达到正常运转而进行工作,对于经常起动与制动的生产机械,还可提高生产率。起动时间过长,明显不经济。起动时间过短,转速还较低,就投入全压运行,起动电流突变较大,有可能仍会超过电流允许值,造成起动力矩变化较大,对电机冲击较大,起动不能平稳过渡。一般希望的是降压起动完毕,要求转速接近稳定值,电机平稳过渡到全压运行。

目前,尚没有比较完整的计算异步电动机降压起动时间的方法。这里谈谈一种计算起动时间的经验公式。

首先,介绍拖动电机空载全压起动时间的计算,根据三相异步电动机的机械特性有:

t0Q=TMA[(1/4SM)+1.5SM]

TMA=GD2n0/375Mm

Mm=λMMe

Me=9550(Pe/ne)

Se=(n0-ne)/n0

式中,ne为额定转速,r/min;n0为同步转速,r/min;Se为额定转差;λM为过载倍数;SM为临界转差率;Pe为额定功率,k W;Me为额定转矩,N·m;Mm为过载转矩,N·m;f1为交流电频率,Hz;P为极对数;GD2为拖动系统飞轮矩,N·m;TMA为拖动系统机械时间常数,s;t0 Q为空载全压起动时间,s。

由上面算出的t0 Q是电机空载全压起动时间,考虑到电机降压起动且带有一定起动负荷阻力转矩,实际起动时间tQ将大于t0Q。

通过对三相异步电动机起动过程n=f(t)进行图解分析以及有关数学理论[2],得如下经验公式:

tQ=[KM/(K2KM-KZ]t0Q

式中,KM为起A动转矩倍数;KZ为起动负荷倍数;tQ为电机起动时间,s。

tQ即为拖动电机带有一定起动负荷阻力转矩条件下的降压起动时间。可以整定拖动电机降压起动时间为tQ,通过控制回路使电机在降压起动tQ时(此时其转速基本接近稳定值),再切换为全压正常运行状态。

2 起动电压与起动负荷的计算

根据三相异步电动机的机械特性,电磁关系有:

式中,I1Q为起动电流,A;MQ为起动转矩,N·m;Ux为电机电压,V。

可见在降压起动限制起动电流的过程中,起动转矩、最大转矩与电机电压成平方比地相应减小。讨论在降压起动过程中,电机所允许带的负荷转矩,是实际运行中很必要的一个问题。

根据电机起动时需满足的条件有:

同时,由定义有:

MQ=KM Me

式中,I允许为电网允许电流,A;MZ为起动负荷阻力转矩,N·m。

根据公式可以算出在不超过电网电流允许值的情况下,最大的降压起动倍数KA;同时可算出起动负荷转矩MZ≤X%Me,即降压起动时,允许带有X%Me的最大负荷转矩,起动时所带负荷不得大于此转矩值,否则将造成电机起动不成功等问题。

3 应用情况

气动中心超高速研究所用于拖动所有滑阀式机械真空泵及清水离心泵的三相异步电动机,型号为Y-315S-8,其有关参数如表1所示。

根据电网要求,电机特点以及负载特性,本电机采用了软起动减压起动方式,将电网允许电流I允许(≤4Ie)代入公式得降压百分比为60%,即60%额定电压降压起动,就可达到所要求的降压起动。

在以前的运行中,由于未对起动负荷进行具体计算,对起动过程中电机所能带的起动负荷转矩大小不明确,起动中所带负荷不当经常造成起动不成功;由于起动时间未整定到最佳值,电机在起动中电机电流突变大,电机窜动明显,受到的冲击大,易于疲劳,严重地影响了电机寿命。

将有关参数代入上述公式,计算可得起动时间tQ=8.6s,起动负荷转矩MZ≤50%Me。即起动电压为60%额定电压,降压起动时间为8.6s,可允许带有50%额定负载的最大负载起动。长期运行实践证明:本机在这样的起动参数下,起动平稳,电流突变小,冲击小,起动成功率达100%,各方面性能都达到了使用要求,起动效果良好。

我所其它拖动系统在用上述公式计算所得的起动参数下,取得了同样优良的起动效果。

4 结论

上述拖动电机降压起动时间、起动负荷以及起动电压的计算,可推广用于三相异步电动机自耦减压补偿起动、星-三角起动以及无触点软起动等降压起动,其负载可以是通风机、皮带机以及泵等生产机械。

参考文献

[1]顾绳谷.电机及拖动原理[M].北京:机械工业出版社,1987

功率特性 篇4

1 电路模型及谐波功率计算

当前大功率整流用户在电能计量过程中大多采用基波电能计量方式, 但相关实践研究表明, 此种计量方式存在一定不足, 其并未在谐波污染方面对整流企业等谐波产生用户构成严格的经济或法律制裁, 使得电力行业内谐波污染问题严重, 为促进此类问题的妥善解决, 提高电力节能效果, 以下通过研究分析, 探索大功率整流系统高效电能转换与节能的最佳方式。

以三相桥式整流电路为例, 以促进整个研究的顺利进行。在本次试验研究中, 整流电路图如图1所示, 其中RT1、RT2、RT3分别为调压变压器一次绕组、二次绕组和三次绕组的铜耗电阻, RZ1、RZ2分别为整流变压器一次绕组与二次绕组的铜耗电阻。在明确电源内阻抗后, 找准调压变与整流变, 并以此为依据组成整流支路等效电阻, 该电阻值为1Ω, 等闲负载电阻分别为2.6Ω、1m H。

在正弦波电源条件下, 依据非线性负载所产生的n次谐波传送至网侧面所引起的谐波电压和电流有效值、n次谐波电压与电流的初相角作为主要因素, 对功率流向进行计算, 在掌握基波功率及负载侧谐波于测量点所产生的总谐波功率的基础上, 能够对测量点的有功功率进行精准计算。在计算的基础上加以科学分析, 可知在基波功率转化后可得整流器谐波, 在等效电阻流入网侧后, 电压与电流发生畸变。而这一条件下, 返送谐波功率与基波功率方向正好相反, 整流类非线性用户网侧测量点的总有功功率明显小于基波有功功率。

在非正弦波电源条件下对功率流向进行计算时, 由于电源电压中包含一定的谐波成分, 因此在实际计算过程中, 在嘉定n次谐波电压和电流幅值的基础上, 掌握好整流阀侧的谐波电流及其所体现出的谐波电压。以电源谐波电压初始相位为参考相位0°, 以φ为负载侧谐波电流的初始相位。在此基础上, 对不同负载侧谐波电流初始相位条件下, 测量点电压电流计功率情况与相位、电阻的谐波损耗各项信息如表1所示。

通过对表1进行观察和分析可知, 测量点部位谐波总功率主要体现为矢量和的关系, 在具体计算过程中, 以电源与负载产生的n次谐波反送后于测量点处所体现出的同次谐波电压与同次谐波电流的初始相位角作为主要计算因素, 以及n次谐波电压与电流有效值, 能够对整流网侧电压和电流进行科学化计算。受到电源谐波的影响, 若网侧测量点总谐波功率存在正值情况, 应当充分考虑电网中谐波的幅值与相位情况, 以保证计算的准确性。一旦总功率才有好处基波功率, 会给整流用户造成严重损失, 并且影响谐波治理方案的合理性和有效性。

2 基波电能计量

常用有功功率计量中往往会出现诸多问题, 而大功率整流行业大多采用基波电能计量收费的方式, 以保证电能计量的准确性。基于基波电能计量原理来看, 谐波电压与畸变电流在谐波条件下, 其所产生的功率和畸变电压与基波电流功率均为零。

在基波计量方式下, 通过研究分析可知, 谐波功率回送方式具有一定影响性, 为保证电能计量的准确性, 应当掌握好谐波功率回送方式, 准确把握其对基波电能计量与系统关键功率能耗部件损耗的具体影响, 强化感应滤波相比网侧分流滤波的实际节能效果, 进而选定最佳的电能计量大功率整流系统节能方式, 从而推进整个社会的稳定运行。

3 不同滤波方式下谐波功率特性及其对系统部件损耗的具体影响分析

对整流系统的谐波治理而言, 目前普遍采用的方式为网侧分流滤波以及多重化滤波, 利用调压变压器平衡绕组滤波的方式也可归结为网侧滤波方式。近几年, 也出现了一种基于感应滤波的谐波抑制技术, 已在整流行业取得了初步应用。鉴于电源为正弦波, 因此系统的全部功率应来自于系统的基波功率。

电源发出基波功率, 每个等效电阻性元件均消耗基波功率, 包括整流器等;其中整流器将基波功率转化为谐波功率反送至网侧。假定基波功率均流向负荷侧, 流向网侧电源的谐波功率与基波功率反向, 流向直流负荷的谐波功率与基波功率同向;实施滤波后, 网侧谐波功率大大减小。电阻性元件消耗的功率分为两部分:从电源吸收的基波功率及整流侧 (整流器) 反送的谐波功率;谐波功率的反送使得网侧输入总有功功率小于基波功率。

4 仿真分析与工程试验

根据实际情况, 可以假定不存在别的负载 (整流负载、厂用负载) 时电源为标准的正弦波;而存在别的负载, 如整流负载时, 电源存在谐波。利用PSCAD仿真软件建立的仿真模型。

仿真分析与工程测试研究结果表明:a.谐波功率流向必然影响整流系统的功率计量, 特别是网侧存在别的负荷时, 将使谐波源产生方的有功功率小于基波功率。b.采用感应滤波技术后, 在系统不存在或者存在少量的谐波分量时, 有功功率与基波功率基本一致, 采用基波电能计量是合理的。c.感应滤波方式下, 谐波抑制效果优良;整流系统输入基波功率降低, 且缩短了谐波在变压器上的流通路径, 变压器损耗减小, 效率相比可提高近1个百分点, 系统具有一定的节能效果。

5 结论

研究结果表明感应滤波方式在谐波抑制、提高系统效率与节能方面的优势, 有望从根本上解决现有整流行业系统损耗大、效率不高的现状, 从而在大功率整流行业得到推广和应用。

参考文献

[1]宁志毫, 罗隆福, 李勇, 张志文, 赵志宇.大功率整流系统谐波功率特性及其对电能计量的影响和节能分析[J].电工技术学报, 2012 (11) :248-255.

功率特性 篇5

随着对无线电能传输系统的研究越来越深入，越来越多的设备开始采用无线的方式进行供电，如：移动设备，体内植入医疗装置[1]，特种机器人甚至电动车辆等[2]。采用无线电能传输系统可以使用电设备与器件电源完全隔离开来，从而获得更好的灵活性以满足特殊的需求。常用的无线电能传输系统的类型有感应式，微波，超声波以及磁耦合谐振式[2]，由于磁耦合谐振式无线电能传输系统在传输距离、效率和安全性等方面比较均衡而成为最近的研究热点之一。目前的研究主要集中在无线电能传输系统的效率、距离以及功率上[3,4,5]。然而由于磁耦合谐振式无线电能传输系统的敏感特性，导致其负载与耦合系数对该系统的功率输出的影响也是十分显著的。在很多实验中，该系统的输出功率往往在两线圈处于某一个距离时出现峰值，过近或过远都会导致功率明显下降[4,5]。本文主要针对该系统的功率输出特性进行分析和优化。

1 理论分析

1.1 系统分析与模型建立

图1是经典的磁耦合谐振式无线电能传输系统的电路拓扑，线圈L1和它的谐振电容C1组成发射端的谐振回路，由正弦电压源Us驱动，回路的电阻为R1。线圈L2和谐振电容C2组成接收谐振回路，R2为接收谐振回路的内阻，Rload是负载电阻。

在磁耦合谐振式无线电能传输系统中正弦电压源Us的频率与发射，接收谐振回路的固有谐振频率相等，即此电路工作在谐振状态。如图1所示，在磁耦合谐振式无线电能传输系统中，根据KVL定理可以列出其发射与接收谐振回路的方程组：

当ω为谐振回路的固有谐振频率，即时，方程可简化为：

由于本文的目的是分析最终到达负载的功率而并不关心其附载电流与原电压源Us的相位关系，得负载电流I2的大小为：

经过整理后，式3与戴维宁电路描述式相匹配，因此从负载电阻来看整个磁耦合谐振式无线电能传输系统的有源二端口网络可以做如下戴维宁等效变形为图2所示模型。其中，则磁耦合谐振式电能传输系统的功率输出特性可以等效成为一个频率为ω幅值为Ud内阻为Rin的交流电源。在工程应用中耦合谐振式电能传输系统往往是作为设备的电源部分进行考虑的，因此该简化模型在设计磁耦合谐振式电能传输系统时，可以帮助设计者根据实际负载需求来确定所需系统参数，从而完成自顶而下的设计。

1.2 输出特性分析

在一个发射与接收谐振回路的参数都确定了的系统中，磁耦合谐振式无线电能传输系统从负载端来看其等效内阻Rin，开路电压Ud与耦合系数k的关系如图3所示。

由此可见，在磁耦合谐振式电能传输系统中，Rin和Ud随耦合系数k的变化而变化，k越大内阻Rin和开路电压Ud也越大，其中以内阻Rin的变化最为明显，而当发射回路与接收回路确定时，耦合系数k是惟一的变量，它由两线圈的相对位置和距离决定。系统最大输出功率在负载电阻Rload=Rin时取得，其值为。因此要在负载端取得最大功率输出，为保证等式成立负载电阻Rload必须也随耦合系数k的变化而变化。否则将出现偏离既定位置时，不论是距离增大还是缩小只要引起耦合系数k的改变，负载上取得的功率都将减小。定值负载电阻上取得的功率PR、系统最大输出功率Pmax与耦合系数k的关系如图4所示。

图4中定值电阻仅能够在一个确定的耦合系数下趋近最大输出功率Pmax。而在其他耦合系数下负载所获得的功率都会产生明显降低而无法达到系统所能够提供的最大输出功率Pmax，因此在磁耦合谐振式无线电能传输系统中定值负载仅能够在接收与发射线圈处于某个距离和位置上才能获得最大功率，由于无线供电系统的灵活性，很多发射线圈与接收线圈的距离和位置是不定的，这就导致负载仅能够在一个相对较小的空间范围内获得充足的功率，而一旦脱离这个区域功率就会迅速下降。这在电机驱动，照明，电池充电等对功率要求较高的设备上尤为致命。为了解决此问题可以设计一个最大功率点追踪电路追踪最优阻抗，在系统最大容量Pmax允许的范围内保证负载能够稳定接收到足够大的功率。

2 MPPT电路设计

2.1 功率硬件部分设计

MPPT可以由可控的直流侧阻抗变换来实现。即利用可控DC-DC电路进行负载的阻抗变换。其功率部分选用的SEPIC型DC-DC电路拓扑，使用电压电流传感器检测负载功率。MCU使用爬坡算法来追踪最大功率点。一种MPPT方案如图5所示。

SEPIC电路是升降压型DC-DC电路，其输出电压Uout与占空比有关：

则SEPIC电路对负载电阻进行了阻抗变换，变换后的阻抗Re为：

由式（5）可知，通过MCU控制SEPIC电路中MOS FET的导通和关断就可以对负载进行阻抗变换，以保持变换后的阻抗Re能够接近系统的内阻。具体设计时MCU通过电压、电流传感器获得负载当前功率，然后通过调整SSEEPPIICC电路占空比来控制MMOOSSFFEETT动态追踪当前的最大功率点。

2.2 软件部分设计

由图4可以得出，在一个确定的耦合系数k下，有且仅有一个负载电阻值能够使功率最大化，阻值偏大或偏小都会导致功率减小，因此可以基于此思路设计MCU的追踪算法流程图如图6所示。

3 实验及结果

试验采用400 kHz频率的磁耦合谐振式无线电能传输系统，发射与接收线圈直径为24 cm的圆形铜管，使用10Ω定值电阻作为负载电阻Rload进行试验，记录6个不同距离点下负载端的功率，然后加入MPPT环节再次进行试验，记录相同距离点的负载端功率。实验装置如图7所示。根据圆形线圈磁通量计算公式将距离换算为耦合系数，则原负载上获得的功率PR与加入MPPT环节后获得的功率PMPPT的实验数据如图8所示。

4 结语

实验数据表明，加入此MPPT方案的无线电能传输系统能够在较宽的范围内使负载能够获得较高的功率，而原系统仅能够在某一段相对较窄的距离上获取峰值功率，虽然由于SEPIC电路所产生的开关电能损耗，导致实际测量值与理论值有少量差距。然而加入MPPT环节依然能够使负载在较大范围内获得的功率显著增加。

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功率特性 篇6

电力系统实际运行过程中,在小干扰下发生的振荡频率介于0.1~2.5 Hz之间的电压、功角或功率的振荡,称为低频振荡[1,2,3,4,5,6]。近年来,虽然南方电网大多数发电机组均安装了电力系统稳定器,但是振荡依然时有发生,包括多起由于发电机组功率振荡而引发的系统振荡[7,8]。

汽轮机组进汽调阀的阀门流量特性是指进汽调阀开度与通过调阀进入机组的蒸汽流量之间的对应关系。如果设定流量曲线与实际流量特性存在较大的偏差,机组在变负荷和参与一次调频时,可能出现负荷突变和调节缓慢的问题[9,10]。换言之,阀门流量特性的设定不当易造成汽轮机组输出功率出现周期振荡,当振荡频率与电网固有振荡频率一致或接近时,就有可能造成电力系统的低频振荡。

本文着眼于阀门流量特性对机组功率振荡的影响,结合基于包含阀门流量特性环节的机电耦合模型的仿真实验,研究阀门流量特性不佳对系统响应的影响。重点分析了阀门流量特性的数量偏差和变化率偏差各自对机组功率输出响应的作用模式,指出了两种偏差对于功率振荡的不同影响。

1流量特性偏差分析

受到制造、安装或检修过程的工艺不佳、质控不严等情况,以及设备运行损耗等多方面因素的影响, 调节汽阀容易出现流量特性偏差。

当汽轮机调门的设定流量曲线与实际流量曲线存在偏差时,在相同的流量指令下调节系统传递给调门的开度指令将出现偏差。图1(a)所示为某台机组理论设定曲线与试验实测曲线。图中:Fs为设置流量特性;Fa为实际流量特性;Kf为变化率偏差;Df为数值偏差。

流量特性的偏差,不仅表现在数量差异上,也表现在其变化速率上。为考察不同流量指令下理论流量曲线与实际流量曲线在数量上的偏差程度,取两者相对偏差Df为:

为了比较两者变化率之间的差别,定义变化率偏差Kf为:

显然,当调节系统中的设置阀门流量特性函数能够准确反映实际的阀门流量特性时,有Df=0和Kf=1,设定曲线和实际曲线两者之间不存在偏差。

如图1(b)所示,在阀门流量特性偏差最大时, Df 可高达25%,Kf甚至可以达到4。在流量曲线拐点区域,理论流量曲线与实际流量曲线的Df和Kf 要显著大于其他区域,当调门运行在这一区域内时,流量特性曲线的大偏差容易使机组稳定性变差, 使机组容易受扰而出现功率摆动。

根据现场经验,通常经历一次A级检修间隔后,在某些流量段中流量特性的数值偏差程度可以达到10% 甚至更多,Kf则可能达到2甚至更高。 因此,广东电网区域的大型机组通常会在完成与进汽调阀相关的检修后,在机组首次带负荷过程中进行阀门实际流量特性的测定,确认流量特性偏差的程度,以及对汽轮机控制系统中的流量控制函数进行优化整定。

2计及流量特性的机电仿真模型

为分析研究流量特性偏差导致输出机械功率变化的过程,以及对电力系统低频振荡的影响,建立了如图2所示的联合单机无穷大系统的汽轮机及其调速器仿真模型。模型中的VP-FLOW模块用于调节汽阀自身具有的阀位—通流流量特性关系,即实际流量特性;FLOW-VP模块用于调速系统控制逻辑中的设置流量特性关系,即横纵坐标转置后的设定流量曲线。

调速系统及汽轮机模型分别参考IEEE和BPA暂态稳定程序中的典型模型搭建[11,12,13,14,15]。其参数采用BPA的模型典型参数,各参数值如下:测速环节时间常数0.02s;一次调频死区±0.000 66;一次调频增益20;一次调频限幅±0.06;负荷比例—积分—微分(PID)比例增益1;负荷PID积分系数0.2;油动机积分时间常数0.3s;线性可变差动变压器(LVDT)时间常数0.02s;高压容积时间常数0.2 s;再热容积时间常数8s;连通管时间常数0.3s;功率过调系数0.6;高压缸、中压缸、低压缸功率系数0.4,0.3,0.4。

发电机的仿真模型采用单机无穷大电网小信号模型[16]。该机电耦合模型中的发电机模块以机械功率为输入,将有功功率和转子转速(频率)信号反馈给调速系统,使得机电模型形成闭环。

3流量特性偏差的仿真实验

由前述分析可知,流量特性偏差可分为两个方面:数值偏差和变化率偏差。为了厘清这两个方面各自对功率振荡的影响程度,下面通过设置两组不同的简化流量特性曲线分别进行单方面偏差因素的仿真实验。

3.1数值偏差仿真实验

为了方便分析阀门流量特性的数值偏差影响, 设置如图3(a)所示的反映数值偏差的简化设定曲线和实际曲线。简化曲线中各设定曲线和实际特性曲线在0~80% 流量需求范围内存在着不同程度(Df为10% 或20%)的数量差异。在功率指令为75%时的初始稳定工况,进行+5%功率指令的阶跃扰动仿真,仿真结果如图3(b)所示。

仿真结果显示,在变化率相同而数值偏差Df不同的情况下,机组有功功率和转子转速的变化过程与不存在数值偏差时不存在差异,都是经过衰减振荡后恢复稳定,这说明单纯数值偏差的阀门流量特性对机组的有功功率输出特性没有影响。

3.2变化率偏差仿真实验

为了便于分析阀门流量特性的变化率偏差的影响,设置如图4所示的简化分段函数曲线。该曲线反映了设定曲线和实际特性曲线在阀门流量特性拐点处(图中60%→80%→90%流量需求段)的斜率变化差异。

首先,在流量需求为92%(对应负荷为100%) 时的初始工况,在负荷反馈上加入幅值为+0.05的阶跃扰动,进行流量需求指令从92%向下负向阶跃到87%的扰动仿真。然后,在流量需求为58%(对应负荷为63%)时的初始工况,进行流量需求指令从58%向上正阶跃到63%的扰动仿真。仿真结果如图5所示。

仿真结果显示,流量需求指令负阶跃扰动仿真过程中,系统经历了一段短时间的衰减振荡后恢复稳定;流量需求指令正阶跃扰动仿真过程中,系统迅速起振,有功功率和流量需求指令均出现了纺锤形包络线的周期性振荡波形,系统失去稳定。

3.3偏差仿真结果分析

两组不同偏差因素的仿真实验结果表明,阀门流量特性存在偏差,很有可能会激发电功率的振荡, 但并非激发振荡的充分条件。若阀门流量特性的偏差只是数量上的偏差,不存在变化率的偏差时,系统受扰后的特性基本不变。

阀门流量特性偏差若要激发振荡,需要满足以下条件:流量指令—开度指令设置曲线的局部变化率要大于实际曲线,或者设置曲线在目标工作点处要陡于实际特性曲线。

从本质上来说,流量特性的变化率偏差增大,使得整个闭环系统的控制增益增加,造成闭环系统的整体稳定裕度和并网机组的小扰动稳定性下降,因而更容易出现功率振荡。能够引起功率振荡的变化率偏差数值不是孤立的,而是与流量特性涉及的整个闭环控制系统(包括整个原动机、调速系统和发电机的功率闭环)的稳定裕度有关。例如:对于一个稳定裕度较大(如稳定裕度的2倍)的系统,2倍以上的流量特性变化率偏差有可能会激发功率振荡;而对于一个稳定裕度很小(如稳定裕度的5%)的系统,5%以上的流量特性变化率偏差就很容易激发该系统的功率振荡。

因此,为了有效避免流量特性偏差原因引发功率振荡的出现,应尽可能在完成与进汽调阀相关的检修后,在机组首次带负荷过程中进行阀门实际流量特性的测定,确认流量特性偏差的程度,以及对汽轮机控制系统中的流量控制函数进行优化整定。

4结语

功率特性 篇7

目前大部分数模混合仿真应用均以控制装置作为物理被试系统。数字仿真系统与物理被试系统之间传输的信号为低功率的控制信号, 变化范围为+ 10 ~ - 10 V, 由A/D、D/A装置准确转换, 称为信号型数模混合仿真 ( control hardware—in - the -loop, CHIL) 。而实际应用中一些功率设备, 如电动机也需要被测试。这种情况下的物理被试系统会发出或吸收有功功率, 此时接口设备需包含功率放大及功率转换装置, 称之为功率连接型数模混合仿真 ( power hardware - in - the - loop, PHIL) [2]。

在功率连接型数模混合仿真系统中, 尤其是对于高功率设备, 功率接口带来的误差 ( 如延时和失真等) 会引起严重不稳定问题和不准确的仿真结果。文献[3 - 6]介绍了将功率连接型数模混合仿真作为一种便捷工具来解决电力系统各种问题的初步试验, 而未研究接口算法对系统稳定性的影响。文献[7]提出了一种基于一阶近似的新型接口算法, 但未对该算法的稳定性进行详尽的理论分析。文献[8 - 9]提出一种一般性的实验步骤, 然而只停留在理论研究层面, 很难应用于实践中。以上研究均针对独立系统和特定问题, 对如何实现功率连接型数模混合仿真, 尤其是接口算法的选择缺乏一般性的分析。因此, 本文论述了引起功率连接型数模混合仿真不稳定问题的根本原因, 并比较了常用的5 种接口算法, 提出只有选择合适的接口算法才能得到最优仿真结果。

1功率连接型数模混合仿真不稳定问题

闭环稳定性是功率连接型数模混合仿真中的关键问题。仿真的不稳定性不仅导致仿真结果错误, 甚至会造成测试设备和物理被试系统的损坏。引起不稳定的主要原因包括接口延时、有限带宽、接口功率放大器产生的谐波等。以一个简单的功率连接型数模混合仿真系统为例 ( 如图1 所示) , 对其稳定性进行分析。

原始电路为分压式电路, PHIL电路中, 负载阻抗ZL为实际的硬件电阻, 而电压源VS和阻抗ZS都是由数字仿真实现。为了实现这个接口, 采用一个电压放大器将“数字电压V1”变为“实际的电压V2”, 并加在负载电阻两端。流过负载电阻的实际电流I2通过传感器测量并反馈至数字侧, 即数字侧电流源I1。尽管原始分压电路稳定, 但解耦后的PHIL电路并不稳定。

假设时间tk时, V2的电压放大器产生一个误差 ε, 即 Δv2= ε。I2= V2/ ZL, 则电流I2对应的误差为 Δi2 ( tk) = ε/ZL。当电流 Δi2反馈回数字侧时, 进一步导致v1的更大误差, 即

下一仿真步长更新后的V1值包含上一步长的误差 Δv1, Δv1被进一步放大, 系数为- ( ZS/ ZL) 。如果ZS/ ZL> 1, 误差的幅值将不断增大, 最终导致系统失稳。

1. 1 功率连接型数模混合仿真稳定性分析

功率连接型数模混合仿真系统可表示成传递函数的形式, 如图2 所示。

为保证功率连接型数模混合仿真系统稳定, 数字仿真子系统与物理被试子系统都必须是稳定的系统, 且反馈回路必须只含有负实部的极点, 即开环传递函数GOL= T12TBT22TF需满足奈奎斯特稳定判据。

将上述分析应用于图1 所示系统, 假设功率接口为理想接口, 电压放大器以一个微小延时 Δt来表示, 可得到以下关系:

代入开环传递函数表达式可得

ZS/ ZL的值为2, e- sΔt代表当系统频率增加时一个固定的相位差。开环传递函数的奈奎斯特曲线为一组半径不同的圆, 无限次包含 ( - 1, 0) 点, 表明系统不稳定。

1. 2 功率连接型数模混合仿真系统精确性分析

稳定的功率连接型数模混合系统并不能确保该系统在实际应用中可行。除稳定之外, 必须保证该系统精确。由于缺乏判断精确性的参考标准, 因此判断一个系统是否精确较为困难。而评估功率连接型数模混合仿真系统精确性的一个可行方法是评估考虑接口扰动时系统传递函数的响应。

假设图1 所示系统中v1代表系统的状态。由于绝大多数系统的误差来源于接口电压放大器, 将电压误差视为扰动并研究扰动与v1之间的传递函数, 即

分析可知, 正常带宽范围内TF接近于单位增益, 系统的开环传递函数GOL幅值越小, 系统越精确。

2 接口算法

将图1 所示原始分压电路按图3 所示系统进行数模混合仿真。放大的信号不再是v1, 而是电流i1。测量加在负载上的电压v2并反馈至数字仿真系统。

此时系统的开环传递函数为

GOL的幅值为0. 5, 系统稳定。表明采用不同结构的接口拓扑可提高系统的精确性与稳定性。为区分不同拓扑结构的接口, 引入接口算法的概念。接口算法定义了两个重要的特征: 一是传输信号的类型, 如电流、电压、功率等; 二是传输信号的方式, 如增益、低通滤波等。

2. 1 理想变压器法 ( ITM)

理想变压器法是进行功率连接型数模混合仿真最传统、最直接的方法之一。根据放大信号的不同分为电压型理想变压器法 ( 见图1) 和电流型理想变压器法 ( 见图3) 。假设PHIL系统误差只来源于接口放大设备的延时, 则基于ITM法的系统开环传递函数可表示为

其中, ZL和ZS分别为物理被试系统和数字仿真系统的等效阻抗。该等效在实际中是可行的, 因为任何时刻电力系统都可以表示成戴维南或诺顿形式。该接口的稳定性取决于ZS/ ZL的值。

2. 2 时变一阶近似法 ( TFA)

TFA是基于假设PHIL系统物理被试系统, 可以视为一个一阶RL电路或一阶RC电路。结合以往历史实验数据, 该模型的回归系数可以在线升级解决。在数字侧进行补偿以纠正接口带来的误差。

以RL电路为例, 假设物理被试系统存在下述一阶等式:

根据梯形近似法, 电流i2的值可由上一仿真步长中的电压v1和电流i2计算得到, 即

α、β 可由下式计算:

RL型时变一阶近似法结构如图4 所示。

RC型时变一阶近似法与RL型特性相似。TFA算法本质上是一种预测方法, 通过建立物理被试系统的模型来预测系统状态的变化。因此, 和其他任何一种预测型方法一样, 时变一阶近似法在处理非线性系统及高频信号时存在缺陷。

2. 3 传输线模型法 ( TLM)

输电线模型是利用连接电感或电容对输电线路进行等效的一种方法。由于传输线可进一步用Bergeron模型表示 ( 从电路任何一端看, 线路为独立的戴维南或诺顿电路, 只能看到另一端当前的参数) , 因此该方法适用于解耦大规模电力系统, 且方便进行计算。

应用传输线模型的功率连接型数模混合仿真系统结构如图5 所示。

将连接电容或电感以传输线路的Bergeron模型代替, 等效电阻R1k可由下式计算得到:

式中 Δt为线路行波传输时间, 在功率连接型数模混合仿真中变成了接口延时。

传输线模型算法的等效传递函数为

由于TLM是严格基于梯形近似的, 因此它非常稳定, 然而在功率连接型数模混合仿真中很难实现。首先, 该算法以一个电阻R1k代替了连接电容或电感, 在高功率的数模混合仿真中, 电阻将消耗大量功率。其次, R1k的参数与连接电容或电感的参数有关, 当仿真系统发生变化时, R1k值随其变化, 以致实现不够灵活, 耗费巨大成本。最后, 接口延时Δt与负载状态和信号的频率有关, 假设 Δt为固定值, 则会导致仿真精度降低。

2. 4 部分电路复制法 ( PCD)

PCD法来源于稀疏技术。文献[10]将该方法应用于大型电路仿真软件SPICE。PCD法将原始电路分割成多个子电路, 使用迭代法求解。部分电路复制法的结构如图6 所示。原始电路中的连接阻抗zab在数字侧和物理侧被重复。

PCD法的开环传递函数为

由式 ( 1) 可知, 对于电阻性网络, 部分电路复制法比理想变压器法的稳定性更好, 原因在于PCD法更容易使开环传递函数的幅值小于1。假设该方法在特定的应用中收敛, 仿真精度可由足够的迭代次数保证。但在实际仿真中, 每个仿真步长只能迭代一次, 因此每次迭代的误差必须尽可能小。为保证仿真精度, 连接阻抗zab的数值应比za和zb的值大。实际应用很难满足上述条件, 因此部分电路复制法的精度一般较低。

2. 5 阻尼阻抗法 ( DIM)

阻尼阻抗法是介于理想变压器法和部分电路复制法之间的一种方法, 通过插入一个阻尼阻抗z*来实现。阻尼阻抗法的结构如图7 所示。

由图7 可知, 当阻尼阻抗z*等于0 时, 电压v*等于v1, DIM法与PCD法相同; 当z*无穷大时, DIM法变成了ITM法。根据阻尼阻抗z*的取值不同, DIM法的稳定性介于部分电路复制法和理想变压器法之间。z*的最优取值可由DIM法的开环传递函数求得:

由式 ( 2) 可知, 当z*= Zb时, 开环传递函数的幅值为零, 则系统高度稳定。然而, 很难获得Zb的准确值, 因为这要求物理被试系统为理想模型, 所以实际应用中并不存在。但可由上一步仿真结果计算出Zb的近似值, 可由仿真得到的v2' 和i2的有效值计算出Zb的平均值。尽管阻抗元件的增加会带来损耗, 但阻尼阻抗法仍很大程度地改善了系统稳定性和精确性。

3 仿真验证

3. 1 仿真算例

以图8 所示的简单电路为例, 在Matlab /Simulink中分别搭建了数字仿真子系统与物理被试子系统模型, 进行了数模混合仿真的离线验证, 并与理论分析进行了对比。仿真步长设为60 μs, 接口延时取500 μs。

系统稳态运行时的波形如图9 所示。

由图9 可知, 传输线法和部分电路复制法波形误差较大, 而其他算法的结果相对准确。当RS的值增加到5 Ω 时, 传输线法和理想变压器法使系统仿真不稳定。同时传输线法和部分电路复制法的仿真结果仍然误差较大, 而阻尼阻抗法依然保持较高的稳定性与精度, 如图10 所示。

3. 2 分析对比

通过理论分析与仿真验证, 将5 种接口算法的特性总结如下:

1) 理想变压器法作为最传统、最直接的方法, 精度高但稳定性相对较低。

2) 传输线法和部分电路复制法具有较高的稳定性, 但其精确性过度依赖于连接元件的参数及电源电阻和负载电阻的比例。此外, 传输线模型要求原始电路中存在连接电容或电感进行等效解耦, 并在数模混合仿真的数字仿真系统及物理被试系统中加入电阻元件, 在许多应用中, 电阻元件的增加限制了该方法的可行性。

3) 时变一阶近似法使用预测方法以补偿接口延时, 但该方法稳定性较低, 且接口中存在大量噪声, 实现起来不够灵活。

4) 阻尼阻抗法结合了理想变压器法和部分电路复制法的优点。当z*接近物理被试系统的阻抗值时, 该方法具有较高的稳定性与精确性, 适用于绝大多数功率连接型数模混合仿真系统。

4 结语

为保证功率连接型数模混合仿真的可靠性与安全性, 本文提出通过奈奎斯特稳定判据判断系统稳定性方法。详细分析并比较了5 种接口算法特性。在Matlab /Simulink中搭建了简单电路数字仿真子系统与物理被试系统的模型, 对5 种接口算法的稳定性与精确性进行了离线仿真。结果表明: 尽管不存在适用于所有功率连接型数模混合仿真的最优接口算法, 但与其他算法相比, 阻尼阻抗法的稳定性与精确性更高。

摘要：为解决功率连接型数模混合仿真中闭环稳定性与仿真精确性两个关键问题, 提出基于系统传递函数的稳定性分析方法和精确性评估方法。介绍并比较了5种接口算法的特性, 研究论证了其稳定性与精确性的优劣。在Matlab/Simulink中搭建了简单电路数字仿真子系统与物理被试系统的模型, 对5种接口算法的稳定性与精确性进行了离线仿真, 结果表明特定应用中阻尼阻抗法相比于其他算法可行性更高。

关键词：功率连接型数模混合仿真,接口算法,稳定性,精确性

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功率特性 篇8

1 LVRT功能

LVRT是专门针对并网风机在电网出现电压跌落时, 仍然继续保持并网状态的一种特定的运行功能要求。世界各国家以及不同地区对LVRT的要求都是不一样的。已丹麦为例, 在丹麦沿海地区, 风力机组大规模投入运行, 地区电网经营商就根据自身电网的实际情况对风电场和风电机组的LVRT做出了相关规定, 要求电网故障中不允许风电厂脱网, 当电压跌落到15%~45%时, 风电机组需要一直保持无功支持, 并要求保持并网不低于625ms, 故障清楚后不会比故障前摄取更多的感应无功功率。而在电压跌落到90%以上时风机应一直保持并网。电压没跌落1%, 在变压器低压侧提供额定电流2%的无功电流 (除10%死区) 。

2 全功率变流器电压跌落特性分析

首先通过分析全功率变流器的特性来了解电网电压跌落的原理, 下面图1所示为变流器系统的功率流向图。

Pa———永磁同步电机的输出功率。

Pac1——电机侧变流器输出功率。

Pac2——电网侧变流器输入功率。

Pb———电网侧变流器输入电网功率。

Pn———流入直流电容的功率。

设永磁同步电机输出功率与电机侧变流器输出功率是相等的 (忽略电路中线路功率损耗和器件的开关损耗) 。如公式1所示。

其中, Iax、Iay为电机侧电流x、y分量, Eax、Eay为电机侧电压x、y分量。

电网侧输入输出的功率方程如公式2所示。

其中, Ibx、Iby为电网侧电流x、y分量, Ebx、Eby为电网侧电压x、y分量。

中间直流电容的功率方程如公式3所示。

如果全功率变流器运行一直处于稳定状态条件下, 两侧功率必然保持相等, 即Pa=Pb, 那么:

即电容电压保持不变。

当电网电压出现跌落情况时。假设电网侧变流器没有限制电网侧电流的变化幅值, 网压Esa将跌落到E’sa, 而永磁同步电机的输出功率Pa保持不改变, 从而导致电网侧有功电流Isa将增加到I’sa。

在实际运行中, IGBT等器件设备都具有一定的安全运行范围。所以变流器的保护控制通常会限制变流器电流变化的幅值。从公式3推导可知, 当电流变大后, 多余的电流会流向中间直流电容, 从而导致了中间电容中的直流电压的上升。所以电容的工作就不能稳定在额定电压范围内。综上所述, 如何将多余的能量泄放出去, 这就是当前低电压穿越LVRT所要解决的关键环节。

3 直流侧保护电路拓扑措施

由前面对全功率变流器网压跌落特性分析可知, 直驱型风电机组低电压穿越的重点在于如何将中间直流侧滞留的能量及时地消耗掉。目前, 几种比较流行的直流侧保护电路主要分为下面几种:

1) 将开关器件串联能耗电阻加入到直流母线两端, 当检测到直流电压过高时, 开关闭台, 能耗电阻投入使用。将多余的能量通过电阻消耗掉。

2) 将能耗电阻换为储能单元。当直流电压过高时, 将多余能量转移到储能单元中, 而在故障恢复后, 再将储能单元所储存的能量回馈到电网。

3) 利用低成本、大电流的电力电子器件, 例如GTO等开关管组成辅助变流器, 辅助变流器与网侧变流器并联, 当电网电压发生跌落故障时, 辅助变流器投入运行, 通过它来转移多余的能量。

综合分析上述的三种方法后, 笔者做出比较的以下结果。第一种方法是能耗式硬件保护电路, 虽然是以消耗能量的方式实现对变流器的过压保护, 但是这种电路的拓扑结构非常简单, 这种电路还有个优点就是投切速度快, 可靠性也非常高。而其余两种方法, 分别是通过增加储能单元和辅助的变流器来对变流器实施过压保护, 相较第一种方法, 后两者的经济成本较高, 同时控制方法也比较复杂。

参考文献

[1]World Wind Energy Association.World Wind Energy Report 2010.Bonn Germany:2011.