移动特性（精选七篇）
移动特性 篇1
一、移动数字电视广播系统模式及工作原理
图1是移动数字电视系统的总体框架图, 从图中能够看出系统模式中包括两个子系统;即:信源与信道 (图中已用虚线将其划分) 。
在移动数字电视系统当中, 所用应用到的技术主要包括:电视信号的数字化与压缩编码、信号的信道编码与具体调制。以及数字电视系统的主要的信源编解码等等多部分组合而成。
信源编码主要包括:视频编码、音频编码以及相关数据编码;信源编码的目的是为了能够有效的降低信息码率。视频信号的编码应当充分的利用好图像信号的时间与具体空间之间的关联性;通过人的视觉系统自身特性以及相关图像的统计特性, 来达到其具体效果。音频信号压缩编码的体现主要是利用人耳所特有的听觉特性所表现出来的。而复用设备, 则是将信源编码器传送过来的相关视频、音频以及具有辅助性质的数据比特流进行处理, 将其复合成单路的串行比特流, 并且及时的传输给信道编码系统。信道编码, 其特性主要是为信号的传输提供良好的保证, 在对错误的编码进行纠正、均衡时, 应当尽可能的增强信号的抗干扰性能, 这样可以有效的提高数据传输的可靠性。
二、移动电视的传播特点
1. 覆盖面广泛。
移动电视的受众人数总量庞大, 受众的种类也极为丰富。这使得移动电视可以覆盖更多的群体, 起到很好的宣传效果。这既是公交移动电视的优点, 其中也包含了受众群难以准确定位的缺点。
2. 反应迅速、移动性强。
传统电视由于自身的因素, 只能在固定场所观看, 而移动电视则打破了这一传统, 延伸了传播范围, 让大众可以在移动的公共场所使用观看, 给大众带来许多便利。
3. 强迫收视。
由于移动电视的受众面广, 就决定了不能同时满足所有人的需求, 无论是选择电视频道的权利还是选择节目内容的权利, 受众方都没有, 受众只能选择被动的接受, 因此对于传播方来说, 其自身优势就更大, 可以自主选择播放内容, 达到自身的目的。
三、移动电视市场发展前景
趋势一:私家车市场蕴含潜力
移动电视的市场需求非常乐观。据预测, 今后10年, 中国将成为世界上最大的汽车消费国, 汽车保有量将超过1亿辆, 同时, 中国将成为世界上最大的汽车生产国, 由于公共交通设施的数量有限, 因此移动电视在公交方面的市场容量也比较有限。业界一致认为, 私家车才是我国移动电视最具潜力的市场。
虽然中国移动电视市场在近几年取得了长足发展, 但是与传统电子产品比起来, 其市场规模仍显得非常小。这主要是因为移动电视仍没有普遍进入汽车前装市场, 目前, 除了长途客运车辆以外, 只有极少数的高档轿车配备了移动电视。与公共交通车辆不同, 轿车产品中移动电视的适用价值相对较小, 电视只是未来集成化车载娱乐系统的一个功能而已。因此, 从目前的形式看, 独立移动电视在轿车前装市场的普及仍需时日。
趋势二:机顶盒芯片、液晶显示屏等产品成本不断地下降
液晶电视的体积小, 非常适合在公交车和出租车上安装, 但是由于其价格较高, 在中国早期的移动电视市场中, CRT电视占据了绝对主导地位。在中国移动电视市场中, 公共交通车辆用车载电视占据了绝大部分市场份额, 而对于公共交通车辆来讲, 移动电视的成本对其在车辆中普及起到了很大的影响作用。
在最近几年, 中国液晶电视产业迅速崛起, 康佳、海尔、海信等企业的液晶电视产量逐年增加, 由于众多中国企业加入液晶电视市场竞争行列, 液晶电视产品的价格呈现出不断下滑的趋势, 这无疑清除了移动电视普及的一大障碍。凭借价格上的优势, 国产品牌在中国后装移动电视市场占有绝对优势。
趋势三:大范围普及移动电视成为必经之路
公共交通移动电视的商业价值引起了关注。在公共交通用车电视的商业价值不断得以体现的过程中, 一些商家开始免费为公共交通车辆安装移动电视, 此外, 这种商业利润也驱使公交交通营运公司为其车辆安装移动电视。
趋势四:随着车载电子产品的发展, 集成化车载电子解决方案及车载卫星电视将成为未来车载电子发展的必然趋势
GPS、车载通信系统、车载网络系统、车身电子控制等功能都会被集成到车载电子控制系统中, 电视也将成为集成化车载系统的一个子功能, 这也是未来移动电视发展的趋势。车载娱乐系统已成为消费电子行业中的第三大户, 从销售数量看仅次于个人和家庭娱乐系统。车载卫星电视市场目前已进入“预热期”, 2005年美国估计能销售3万至4万套系统。目前已有几家公司在准备更吸引消费者的移动电视服务方案。
目前部分大中城市在市内公交都安装了移动电视, 随着交通工具的不断发展, 地铁、火车、民航、旅游接待车也为移动电视开辟了另一个市场。目前国内移动液晶电视领域尚没有占绝对优势的主流品牌, 只有为数不多的几家日韩企业有此产品。
作为一种车载娱乐产品, 中国移动电视市场在近几年取得了长足发展, 2005年中国移动电视市场规模达到了2.31亿元, 2001年到2005年市场规模年均复合增长率超过60%。
计世资讯近日研究预计, 2006～2009年中国电视市场每年的增长率将超过50%, 2006年中国移动电视的市场销售量将达到18.8万台, 2008年由于奥运提供的商机, 移动电视的市场销售量将接近60万台, 同比增长率将超过80%, 2009年中国移动电视市场销量将超过100万台。
计世资讯研究认为:未来几年, 中国移动电视市场将进入快速增长期, 这主要有以下三方面的原因:
(1) 应用领域全面扩展。大部分城市启动移动电视项目都是从公交、出租车领域起步, 建立起一套合适的运营模式后, 再拓展到其他应用领域, 因而目前车载移动电视市场还主要集中于公交车、出租车领域。私家车将是中国移动电视最具潜力的市场, 未来随着私家车市场的不断培育, 移动电视市场会随之不断扩大。
(2) “内容为王”。目前国内有100多家企业从事移动电视设备的生产。这些企业主要分为三类, 一是从事汽车影音系统生产的企业, 如惠州华阳、深圳航盛、佛山好帮手等, 这些企业主要在做后装市场和出口市场。二是传统的家电生产企业, 如海信、海尔、创维、厦华、长虹等, 这些企业规模技术实力较强, 目前国内公交车、出租车、火车等的车载电视市场基本上被他们垄断。三是外资或合资品牌企业, 如阿尔派、松下、歌乐、西门子威迪欧等, 这些企业主要占据着中国移动电视的前装和后装市场。运营商提供丰富的节目内容是移动电视市场快速发展的推动力, 由于公交车、私家车对电视节目内容的要求不一样, 这需要运营商提供相应种类和内容丰富的节目, 如增加交通、股情、体育、新闻等车主较感兴趣的节目, 进一步促进市场需求。
四、结束语
总的来说, 移动电视作为一种新兴媒体, 从理论上讲, 它的确有着巨大的市场潜力与美好的发展前景。但是, 如何进行有效的市场化运作, 将其产业链建立到位, 以实现规模效益, 赢得受众和广告商的青睐, 仍有很长的路要走。预计在未来两三年内, 中国移动电视市场将持续增长, 中国公共交通车辆中移动电视的普及将仍旧是该市场发展的最主要推动力, 但是随着普及的不断深化, 移动电视在公共交通车辆中的普及率不断攀升, 该市场将呈现出下滑趋势。
摘要：随着科学技术的进步, 社会生活水平也随之不断提高, 同样在传媒领域的信息化发展之中, 移动电视与移动传媒的发展、推广, 逐渐成为了当代社会的主流。并且在数字付费电视经历“热炒冷起”的尴尬之后, 使得数字电视进入了新的发展空间, 作为一种新生的媒体, 移动电视势必将在传媒行业之中, 成为新的经济增长点与发展趋势。
关键词：移动电视,传播特性,发展前景,发展趋势,电视节目
参考文献
[1]赖浩锋.数字移动电视:太阳刚刚升起[J].2004年《声屏世界》
[2]刘建林.电信重组后山东联通竞争战略研究.2010年山东大学
[3]任晓恩.3G背景下中国移动通信集团公司的竞争力与发展战略研究.2007年苏州大学
对海移动无线微波传输特性研究 篇2
关键词 海面移动无线 多径衰落
舰艇对岸或潜艇（通过潜艇拖带浮筏）对岸的微波通信是属于海面移动站与陆地固定站之间的海面移动无线通信，是一种随机性较强的变参信道，具有不同延时的多径信号相叠加会产生破坏性干扰，使链路性能不稳定。
1 海面上电波传播的反射系数
在舰/潜对岸的通信中，微波信号从空气传播到海水的分界面时，由于分界面两侧媒质的本征阻抗不同，将发生电磁波的反射与折射。
空气是一种理想介质，海水是一种非理想导体介质（相对介电常数εr=80，电导率σ=4Ω/m，磁导率μ0）。反射系数与入射角、电波极化方式、电波频率和反射介质的特性有关。根据反射定律和施耐尔定律，有：
水平极化波的反射系数：
垂直极化波的反射系数：
其中，Erm、Eim分别为水平或垂直极化波入射波和反射波电场的复振幅，θ为入射角，εk为海水相对复数介电常数，
2 海面移动通信的衰落分析
由于海面移动无线信道的复杂性，使得在该环境下传输的微波信号存在不同类型、不同程度的衰落，除了自由空间损耗外，还有小尺度的快速波动和大尺度的慢速波动。小尺度的波动是由于附近物体和海面的反射、漫反射所产生的多个路径引起的，是快衰落或多径衰落。信号的振幅除了快衰落以外，还存在一种缓慢的变化，即快衰落是叠加在慢衰落这种缓慢的变化之上的，这种缓慢的变化主要是由于海面站至岸站之间物体遮挡和大气折射系数变化造成的。
2.1 海面移动通信环境对微波信号的影响
在海面移动信道中，信号会受到如下几个方面的衰减损失。
（1）弥散损耗
当海面波浪较大，不能视为光滑水平面时，微波信号会受到波浪引起的散射。由于散射的存在，在电波传播过程中信号功率必然会受到损失，产生弥散损耗。
（2）多普勒效应
第一：海面信道机与岸站信道机之间的相对运动使接收信号的频率发生偏移，产生随机频率调制。
第二：环境物体（如海面波浪或附近船只）的运动会引起时变的多普勒频移。如果环境物体的速度大于海面移动站的速度，将对小尺度衰落起决定作用，否则，仅可考虑海面移动站的运动影响，忽略环境物体的运动影响。
（3）多径效应
由于海面、邻近物体、舰船本体和大气等的反射、散射、绕射作用，形成了不同路径，使合成信号在幅度、相位发生随机变化，产生多径效应，它可能引起码间干扰，降低信号的传输质量。
（4）深衰落
第一：根据中断率计算公式：
其中，A为气候因子、Q为地形条件因子；b为频率因子，取值b=1.3；c为距离因子，取值c=3.1；h2—h1为收发天线高度差。中断率ρ与Q成正比，而Q与地面粗糙度S—1.3成正比（美国算法），海面越光滑，ρ越大。
第二：海水的电导率较大，对电波传播的衰减较小，其反射系数接近于1，反射损耗非常小。所以，入射能量差不多全部转换成为反射能量对直接波进行干扰，这种干扰现象极易引起电平深度衰落，甚至导致中断。
2.2 海面多径衰落分析
2.2.1 镜面反射和漫反射
海面多径衰落是由于直接波和海面反射波之间的干涉引起的。反射波包括两种分量：镜面反射分量和不规则海浪子面的漫反射分量。在平静海面状况下，主要是镜面反射分量；在粗糙海面状况下，主要是漫反射分量。一般情况下，以Rayleigh准则区分平静海面和粗糙海面：
当海面的Fresnel反射区内粗糙程度满足Rayleigh准则时，所有海面来的反射可以认为是镜面反射。否则，为漫反射。对于漫反射而言，天线接收的电磁波来自于包括镜面反射点在内的反射源与接收点之间的广阔海面，而不是Fresnel反射区。
2.2.2 衰落与分布类型的定界
（1）时延扩展
无线移动信道中多径特性的时延扩展，导致时域扩散，会使发射信号产生频率选择性衰落和平坦衰落。
无线信号码元宽度为Ts，多径信号时延扩散的宽度为τ，当Ts≥τ（τ/Ts→0）时，是平坦衰落；当Ts<τ即τ/Ts不可忽略时，产生频率选择性衰落。
工程上，可按下式计算τ和Ts，τ=△d/c，Ts=1/Bs。其中，△d为多径路程差， c为电波传输速率，B为信号带宽。按两径模型考虑时，△d=2h1h2/d（h1、h2为收发天线高度，d为站距）。实际应用中，一般认为在τ/Ts≤0.1的条件下，当平坦衰落处理；在τ/Ts>0.1时要考虑频率选择性衰落的影响。必须指出，不能单以τ值判断是平坦衰落还是频率选择性衰落。即使τ值很大，但是当Ts→∞（即发射信号为单频时）也是平坦衰落；如果τ值很小，当高速传输时，需要较宽的信号带宽，使τ/Ts值不可忽略，也产生频率选择性衰落。
（2）多普勒扩展
无线移动信道中多普勒扩展，导致频域扩散，会使发射信号产生快衰落和慢衰落。
当Ts>Tc（Tc为相干时间）时，是快衰落；否则，为慢衰落。工程上，可将Tc按照如下公式计算：Tc= 0.423/fm。fm为最大多普勒频移，fm=V/λ（V为发射机与接收机之间的相对运动速度，λ为信号波长）。实际上，快衰落信道是一个低速率信道，发生在数据率很低的情况下，而慢衰落信道是一个慢速度和高数据速率的信道。为了避免快衰落失真和多普勒影响引起的误码，信号速率（1/Ts）必须超过衰落速率（1/ Tc）的100—200倍，确切的倍数取决于调制方式、接收机设计和系统误码率要求。
（3）分布类型
虽然在舰/潜—岸通信中普遍存在一条视距路径，但是由于海水的强反射作用，使得这条直视路径并没有起到支配地位，所以其快衰落并不服从标准的Rician分布。
直接波和镜面反射波是相对平稳的相干分量，漫反射波是随机性非相干分量。漫反射波由海面前向散射分量形成，幅度服从Rayleigh分布，相位在[0，2π]区间均匀分布。如果把直接波和镜面反射波的和作为常矢量，那么常矢量与Rayleigh矢量作合成，接收功率将服从Nakagami—Rician分布。同时，由于阴影效应产生慢衰落，接收功率还服从对数正态分布。因此，总的接收信号可以认为是一种Suzuki过程。
2.3 多普勒频移
2.3.1 由于海面信道机运动引起的多普勒频移
由于海面信道机运动引起的多普勒频移与物体的移动速度、信号频率及移动的方向与来波方向的夹角有关。
fd1=（V1/λ）·cosα （4）
其中，V1为海面信道机移动速度，λ为入射波长，α为信道机运动方向与电波入射方向的夹角。
2.3.2 由于海面波浪运动引起的多普勒频移
根据流体动力学原理，波浪运动速度V2为：V2= （gL/2π）1/2。其中，g为重力加速度，g=9.8米/秒2，L为波浪重复间隔（米）。当满足布雷格谐振条件时，L=λ/（2sinθ），λ为入射波长，θ为入射角。
反射信号频率与发射载频之间的多普勒频移为：
其中，β为海浪运动方向与电波入射方向的夹角。
3 海面移动通信抗多径干扰的工程措施
文献中经常提到的分集技术、自适应均衡技术、编码技术、OFDM等技术这里不再描述。
3.1 极化方式的选择
圆极化波经反射后，会发生极化反转现象。如右旋圆极化波经海面反射后变为左旋，这样，接收端右旋圆极化天线对左旋来的反射波具有一定的抑制作用。从而，圆极化天线可以有效地减少反射径信号的影响，但是它的结构较为复杂，体积和重量较大。所以，如果搭载平台没有对天线体积和重量的要求，一般采用圆极化天线。
一方面，由（1）、（2）式可知，垂直极化波的海面反射系数小于水平极化波的海面反射系数。同时，对于水平极化波来说，存在布儒斯特角（令（1）式=0可求得），会发生全折射现象。这样，满足条件的电磁波能量会全部折射到海水中，而无反射波。对于垂直极化波，则没有全折射现象。另一方面，电波的特性决定了水平极化波在贴近海面时会在表面产生极化电流，极化电流因受海水阻抗影响产生热能而使电场信号迅速衰减，而垂直极化方式则不易产生极化电流，避免了能量的大幅衰减，保证了信号的有效传播。所以，如果搭载平台空间有限或对天线有较严格的体积和重量限制（如潜艇拖带浮筏），天线采用线极化方式时，一般采用垂直极化方式。
由（1）、（2）、（3）、（4）和（5）式可知，频率越高，反射系数越高，中断率越高，多普勒频移越大。同时，自由空间的传输损耗也是随着频率的提高而增大。所以，在进行频率设计时，在可选的频率范围中，应选较低频率。
另外，随着新技术的发展，一种±45°双极化天线开始使用。这种天线由于+45°和—45°正交极化，有效保证了分集接收的良好效果（其极化分集增益比单极化天线提高约2dB）。
3.2 增大天线高度差和调整天线仰角
根据两径传播模型，增大天线高度差，可以使反射点靠近路径端点，增加路径余隙，使产生的电波阻挡和吸收作用较小，从而有效地减少反射衰落。另外，从中断率的角度考虑，根据（3）式可知，增大收发天线高度差，可以降低中断率。
理论和工程实践表明，通过调整天线的仰角来减轻反射波的影响是有效的，但是这需要长时间的观察和反复调整。在天线的安装调试过程中，通过频谱仪监测收信电平，可看出收信电平受海面反射等多径传输的影响而上下波动。对天线的俯仰角做反复调整，兼顾接收电平和波动影响（因受接收电平的限制，调整范围不宜过大），选定最佳天线俯仰角，将海面反射波的影响进一步减小。
3.3 频域均衡单载波技术
时域均衡的单载波系统是一种很成熟的传输系统，但是不管是线性还是非线性均衡，传统的时域均衡器复杂度都与信道的最大时延扩展成正比，而且无法有效的抵抗多径干扰。多载波OFDM系统虽然采用较为理想的调制技术，但是也存在一些缺点：如对频率偏移和相位噪声比较敏感；峰值与均值功率比相对较大，降低了射频放大器的功率效率；负载算法和自适应跳频技术会增加发射机和接收机的复杂度。
一种新颖的频域均衡单载波技术可以克服时域均衡单载波系统和多载波OFDM 系统的缺点。在多载波OFDM系统中，IFFT模块在发射端把频域映射后的数据转换成时域信号，而在频域均衡单载波系统中，IFFT模块在接收端把频域上均衡完的信号变回时域。频域均衡的单载波系统具有如下优点：（1）与多载波OFDM系统相比，降低了峰值平均功率比，也就降低了功率放大器、A/D、D/A变换器的线性动态范围的要求，可以利用单载波成熟的射频技术，减少了模拟器件成本。（2）与多载波OFDM系统相比，不需要保证子载波之间的严格同步与正交特性，降低了对载波频偏和相位噪声的敏感性。（3）与传统单载波系统相比，具有与多载波性能相当的抗多径能力，而均衡器复杂度大大降低，其复杂度与信道最大时延扩展的对数成正比。（4）可以与OFDM系统共存，只需通过IFFT模块位置的软切换，实现单载波信号与OFDM信号的发射和接收。
4 结束语
舰/潜对岸海面移动无线通信由于发射机的移动性和海水的反射性，加大了电波传播特性的复杂性，其衰落与分布类型需要从理论和实际工程的角度统一分析。对于抗衰落而采取的措施，也需要结合先进技术和工程特点，互相补充，确定最佳方案。
参 考 文 献
[1] 庄铭杰，郭东辉. 移动通信中无线信道特性的研究. 电讯技术，2004，05
[2] 许雪梅. 克服海面多径衰落的有效措施. 无线电工程，2005，02
移动特性 篇3
柴油机和同步发电机组成移动电站, 并作为供电电源广泛用于船舶推进和雷达、火炮供电等领域。同步发电机和励磁控制器构成了移动电站的励磁调压系统, 柴油机和调速控制器构成了移动电站的调速系统。通常, 移动电站的励磁、调速控制采用独立控制的方式, 但转速和电压是一对相互耦合的变量, 建立励磁、调速的整体模型, 对开展移动电站综合控制至关重要。
由于移动电站容量有限, 用电负载 (雷达、火炮等) 工作具有随机性、冲击性等特点, 为了保证励其供电指标, 移动电站通常采用相复励、三次谐波磁等电压控制方式。相复励非线性励磁控制通常将叠加的电压、电流控制分量看作是一种扰动, 从而可以实施H∞[1]控制, 克服了系统不确定性引起的励磁控制性能下降的问题。三次谐波励磁的特性也有相关介绍[2], 但是具体数学模型建立研究很少有介绍。
关于调速系统控制策略的研究取得了许多成果, 但大多针对电磁铁与齿条构成的直接电控制方式[3,4,5,6], 并且没有考虑由飞锤和电控制相结合的机电复合型控制方式。结合移动电站的结构, 文献[7]提出一种特殊的交流跟踪励磁控制方式, 解决了采样延时导致的控制滞后问题, 但要开展综合最优控制, 还需要进行系统的模型建立研究。文献[8]采用H∞控制方式对发动机怠速控制进行研究, 但采用的模型没有考虑机电复合调速和谐波励磁, 研究结论具有一定的局限性。
本文首先分析了机电复合调速系统模型建立过程, 然后结合三次谐波励磁电机特点建立了谐波励磁模型, 进而建立了谐波励磁机电复合调速型移动电站模型, 最后结合具体电站参数, 采用数字仿真和试验验证的方式, 证明了所建模型的正确性。机电复合调速谐波励磁机组模型对分析相关类型移动电站特性和开展综合非线性鲁棒控制等具有重要意义。
1 机电复合调速系统数学模型分析
机电复合调速器的结构如图1所示, 主要由调速弹簧、速度控制摆杆、飞块儿、调速套、控制套、张杆等零部件组成。图中O3、调速套与起杆接触点O1、调速弹簧固定支点O2到M2的距离分别记为Δ1、Δ2、Δ3。张杆摆动会改变控制套的位置和断油孔位置, 进而改变柴油机的喷油量。张杆的摆动幅度受由飞块儿离心力控制的调速套和速度控制摆杆的摆动位置的双重控制。外部控制器控制速度控制摆杆的位置, 达到无静差调速的目的。
依据达兰贝尔原理, 可得
式中, mg为离心感受元件各运动件转换到调速套的当量质量;fg为调速套的摩擦系数;M为飞块儿对调速套向右的支持力, 与飞块儿转速、调速套位移有关, 即M=f1 (ωT, x) , 其中ωT为飞块儿转速, 且满足ωT=Kωg, ωg为柴油机转速, K为飞块儿与柴油机转速比;E为张杆作用于调速套的回复力, 与调速弹簧对张杆作用力有关;x为调速套的移动距离。
将M进行泰勒级数展开, 并略去高次项, 可得:
当张杆围绕M2旋转时, 回复力E与调速弹簧作用与张杆力FT满足:
式中, c为弹簧的刚度;y1为弹簧的变形量。
由图1的几何关系可知, 当速度控制摆杆的摆动距离为l时, 张杆的移动距离为y2=l-y1。调速套的移动距离x满足, 控制套的移动距离为
将以上关系代入式 (1) 可得
取式 (5) 可表示为
调速系统中的执行器将驱动电压u转换为执行器移动距离l, 且满足线性关系。定义驱动器的时间常数为T1, 增益为K1, 则驱动器满足
柴油机组的运动方程式为
式中, M1为柴油机主力矩;k1为柴油机转矩转速特性曲线的斜率;b1为柴油机转速为零时对应的力矩;a为柴油机调整特性曲线的斜率;y0为执行控制套的空载行程;Me为电磁力矩;MD为阻尼力矩;ωg为机组转动速度;D为发电机的阻尼系统;P为发电机的极对数;m为发电机相数;E′q为发电机电势;x′d为发电机直轴暂态电抗;δ为发电机功角;n为柴油机转速;Pe为发电机功率;U为发电机端电压有效值;J为机组的转动惯量。k1、b1、a由柴油机的转速特性曲线和转矩特性曲线确定。
2 三次谐波励磁系统数学模型分析
三次谐波励磁电机 (HESG) 通常采用增加气隙均匀度和保证极弧系数大于的方法, 使定转子间的主磁场接近平顶波, 从而得到较大的三次谐波磁场。通过傅里叶分解, 主磁场可分解为
式中, B1为转子基波磁场幅值;B3为转子三次谐波磁场幅值。
由于发电机定子主绕组和谐波绕组的电势都满足E=4.44fNKwΦ, Φ=Blτ, 所以由主磁场产生的三次谐波电势为
式中, N为定子绕组线圈的匝数;N1为基波绕组线圈的匝数;N3为谐波绕组线圈的匝数;Φ为磁通;Kw为绕组因数;Kw1为基波的绕组因数;Kw3为三次谐波的绕组因数;E30为三次谐波绕组的空载电势;Eq0为基波绕组的空载电势。
HESG的相电压波形受谐波的影响, 输出电能质量会变差。因此, HESG的主绕组通常采用正弦分布方式, 结构如图2所示, 参数如表1所示。
HESG带载后, 电枢绕组电流分解为直轴分量Id和交轴分量Iq。当Id按正弦规律变化时, 同时考虑主绕组线圈的正弦分布, 以转子直轴方向为磁势正方向时, 直轴电枢反应磁势为
式中, Nmax为每相正弦分布定子线圈的最大匝数;θ为电角度。
由Fad产生的磁场为Bsd, 且其三次谐波磁场Bsd3方向与转子主磁场产生的谐波磁场B3方向相同, 因此HESG的感性负载越强, 电枢反应产生的三次谐波磁场越强, 起到抵抗电枢反应的去磁作用。HESG直轴方向的磁场分布如图3所示。图中, B1为转子主磁场的基波分量, B3为转子主磁场的三次谐波磁场, Bsd为电枢反应磁场, Bsd1为电枢反应磁场的基波分量, Bsd3为电枢反应磁场的三次谐波分量。Bsd3产生的电势Esd3=4.44f3N3Kw3Bsd3lτ3, 且与E30相位相同。由公式 (13) 进行傅里叶分解可得Fad3, 从而得其中Radm为直轴磁路磁阻。而Fad3与直轴电流Id成正比, 因此可得Fad3=K″Id, 同理可得电枢反应的交轴分量Iq产生的电势为
依据上分析, 可得HESG的三次谐波电势有效值为
HESG柴油发电机组通常采用如图4所示的励磁主回路。图中, S1、S2为谐波绕组输入端;D1~D4为整流二极管;WE为励磁绕组;R1为励磁限流电阻。谐波电势由S1、S2输入, 并经D1~D4整流后, 通过限流电阻R1向励磁绕组WE提供励磁电流。控制系统通过短路R1, 增加WE的励磁电流, 进而达到控制励磁电压的目的。这种励磁主回路结构可以实现直接起励的作用, 结构简单, 得到了普遍的应用。
图4中励磁电压为控制系统控制电压与整流桥平均整流电压的叠加, 即
式中, E3为三次谐波电势有效值;uf为控制系统输出的励磁电压;rf为励磁绕组阻值。
HESG满足如下方程:
式中, xd为直轴电抗;xd′为直轴瞬态电抗;Td′为发电机纵轴瞬变时间常数;Td0为励磁绕组时间常数;其中xL=ωL为负载电抗;ω为发电机的转动角速度, ω=Pωg;ω0为发电机的标定角速度, ω0=Pωg0。
3 发电机组非线性数学模型分析
依据式 (6) 、式 (7) 、式 (10) 、式 (16) 和式 (17) , 可得发电机组的数学模型为
4 基于派克变换的负载模型
谐波励磁机电复合调速机组的负载通常为阻感性。负载上的电压、电流满足如下矩阵方程:
式中, Re为负载电阻值;L为负载电感值。
将式 (19) 进行派克变换后得
式中, ud、uq分别为机组端电压瞬时值的直轴、交轴分量;id、iq分别为机组输出电流瞬时值的直轴、交轴分量。
5 谐波励磁机电复合调速机组特性试验
由发电机组的非线性动态数学模型可以看出, 谐波励磁机电复合调速柴油机组是由Pe、ωg、l构成的非线性动态系统。负载模型实现了id、iq向ud、uq的转换。同步发电机5阶模型依据ωg、ud、uq、uf、E3可计算出id、iq, 同时结合调速控制、励磁控制共同构成了发电机机组闭环控制仿真模型。仿真模型中各状态变量间的关系如图5所示。
以装配了NJVE4/12F1900L的机电复合控制的分配泵和SB-W 7-2 0-2P型谐波励磁电机的20kW工频发电机组的参数为依据, 对所建立的发电机组的数学模型进行了仿真试验研究。并采用基于CORTEX-M3内核的STM32F130ZET6设计了信号采集、控制系统, 对发电机组突然加载85%标定负载时的转速和电压变化过程进行了测试以验证模型的正确性。电站采用传统的PID速度、励磁独立控制的方式。仿真和测试结果如图6所示。通过对比可以发现:由于实际系统的惯性较大, 所以速度曲线变化较平缓;在试验条件下, 机电复合调速系统可以保证移动电站转速在1.4s左右恢复平稳, 速度控制较快;三次谐波强励磁效果较显著, 对于提高移动电站电压指标具有重要意义。
为了实现移动电站电压、转速的采集, 以及励磁绕组、执行器的驱动, 设计了电压、转速采集电路和驱动电路。
图7为进行电压交流采样的电路图。发电机输出电压通过标号为A_PH_V、N_PH_V的输入接线, 以及限流电阻R2将电压信号转化为0~2mA电流信号, 电流型电压互感器TV1013-1可以实现电流1∶1的隔离传输, 通过电阻R5、电容C1滤波, 转化为正弦电压信号。芯片U1B和电阻PR1、R1构成电压跟随器, 其输出电压叠加在电阻R5上, 使得电阻R5两端的正弦信号为正。MAX293型椭圆滤波器可以滤除U1A的输出电压信号上高的频干扰信号, 电阻R17、R18和电容C3、C51、C52构成椭圆滤波器的外围电路。
图8为转速信号采集原理可实现转速信号的整形输出。移动电站上的霍尔转速传感器输出高频信号通过电阻R2004、R2005分压后的电压V1与Vcc+3.3通过电阻R2033、R2005的分压信号V2进行比较, 当电压V1>V2时, 二极管D2006截止, 当V1
驱动电路原理图如图9所示。ARM芯片输出的PWM驱动信号控制三极管C5551, 并通过TL521-1型光耦实现隔离, 并将输出信号输入LM339型比较器。LM339型比较器输出的PWM信号驱动三极管T1~T3来控制MOSFET管Q1, 并改变输出励磁电压的大小。励磁输出接线与励磁绕组串联, IN5408型二极管并联在励磁绕组两端, 起到续流的作用。
6 结论
(1) 根据机电复合调速系统、三次谐波励磁系统的结构特点, 建立了机电复合调速系统和谐波励磁系统的模型, 并结合阻感型负载的派克模型, 给出了移动电站数学模型。
(2) 仿真试验图形表明:采用机电复合调速方式, 机组速度在1.6s恢复稳定;采用谐波励磁方式, 机组输出电压在1.8s恢复稳定。通过与台架试验对比, 证明了所建模型的可行性, 并证实了机电复合调速、谐波励磁型移动电站具有调速快、强励效果显著的特点。
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DVB-RCS标准新增的移动特性 篇4
DVB-RCS (Digital Video Broadcast-Return Channel Satellite) 是目前唯一的一个由多厂商倡导的V A S T标准，目的是作为D V B-S的扩展，提供双向宽带交互连接。基于该标准的产品十分适用于广域性的不对称综合业务接入，尤其适合于为偏远、地面通信网络不便到达的地区提供Internet接入、电话接入、音视频会议及远程专用数据接入等业务。2 0 0 0年，E T S I发布了D V B-R C S标准的第一个版本：E N 3 0 1 7 9 0。到了2 0 0 8年，全球已建立了超过2 0 0个D V B-R C S网络，终端数达8 00 0 0个。早在2 0 0 3年国内就已引入了基于D V B-R C S标准的V S A T卫星通信系统，并广泛应用于政府应急通信、防灾救灾、移动气象监测、消防救援指挥、森林防火、远程监控、环境监测、安全防暴等领域。由于该标准前期版本只适用于固定业务接入，使得目前越来越广泛的移动性业务领域无法覆盖，例如，车载、船载、机载等“动中通”应用。为此，2008年该标准又扩展了移动特性，并于2009年1月发布了修改版：En301790.V1.5.1，称为RCS+M或1.5.1修改版。
1 RCS+M的主要内容
R C S+M主要由D V B-R C S V 1.4.1基线 (又称基准，是指正式通过修订并公开发行的版本，该版本即成为下个修订基线，也就是说下个修改版将在当前版本的基础上进行修订和扩展)、C 2 P (C o n n e c t i o n C o n t r o l P r o t o c o l)、F L&R L链路扩频、连续载波回传、非视距信道对策、以及波束切换、移动终端的干扰避免等移动性管理组成，并针对前一个版本进行了微小升级与修订。其中除C 2 P外，其余均与移动特性有关。C 2 P称为连接控制协议，是控制平面第2层功能的一部分，一般用于动态建立和管理D V B-R C S网络中地面单元 (如，R C S T、网关、N C C等) 之间的连接，而不管它们的架构或拓扑结构如何(如，单波束/多波束架构、透明/再生式卫星、星状/网状拓扑结构)，R C S T (R e t u r n C h a n n e l S a t e l l i t e Terminal) 在每次开机初始化登录时，会在CSC (Common Signaling Channel) 宣告是否具有动态连接性功能(即是否支持C 2 P)。C 2 P可以看作是已定义的D V B-R C S和D V B-S/S 2的接口功能的补充，C 2 P有专门的技术规范描述E T S I T S 1 0 2 6 0 2 V 1.1.1 (卫星地面站和系统 (S E S) ;宽带卫星多媒体;D V B-R C S连接控制协议 (C 2 P) ;规范) ，该协议要基于D V B-R C S的2层信令中传输 (前向为：单播TIM，回传为：DULM)。本文着重介绍与移动特性有关的增订内容。
2 新增移动特性
2.1 FL&RL链路扩频
在移动状态下，R C S T的天线尺寸及指向性受到限制，天增益低、波瓣宽度大，造成前向接收载噪比低和回传对邻星的干扰增大。为此R C S+M增加了前向和回传链路的扩频选项，通过提供前向和回传的扩频增益来补偿天线增益的降低，同时通过降低回传链路的频谱密度，降低对邻星的干扰。
(1）前向扩频
新增的前向扩频包括两部分：D S扩频和扰码，这两项处理是针对D V B-S 2的物理层帧P L F R A M E进行的，紧跟在现有的D V B-S 2的物理层扰码处理或调制之后，作用区域包括P L F R A M E中所有符号，图1为一种可行的方案，其特点是采用典型的D V B-S 2调制解调器附加可选的扩频功能。R C S+M的可选扩频因子S F有1、2、3、4四种，其中，S F为1时不扩频，相当于旁路。R C S+M的扰码采用与D V B-S 2的物理层扰码一样的码序列。
(2）回传链路扩频
回传链路扩频有两种情况，一种是连续载波方式下的扩频，这种方式与前向链路扩频方式相同，另一种是M F-T A M A方式下的扩频。该方式下的扩频也有两种方式，一种是采用π/2-B P S K调制，这相当于对Q P S K调制方式的信号进行了扩频因子为2的扩频 (符号率增加1倍) 。另一种方式是对突发脉冲进行重发，如图2所示，在一个突发时隙中，将经基带成形后的脉冲进行F次重复，相当于扩频因子为F，这时在前向信令T C T表中的脉冲速率值也为F倍的无扩频脉冲速率。
2.2 连续载波回传
在移动状态下，载波很容易因电波传播路径遮蔽而失锁，针对M F-T D M A方式下同步重新捕获时间过长的缺点，R C S+M增补了连续载波工作模式，以利于实现载波失锁后的同步快捕。事实上，目前动中通的载波工作方式均采用了连续方式，能达到的典型重捕时间在1 5 0 m s左右。对于支持连续载波工作模式的R C S T可以分为基本型和增强型两类，对于基本型不能同时支持连续载波和M F-T D M A两种工作模式，也就是只能工作在单载波方式下。而增强型则能同时支持连续载波和M F-T D M A两种工作模式，即能工作在双载波方式下。在连续载波模式下采用的是D V B-S 2，可以是C C M，也可以是V C M/A C M，只是在A C M模式下不能采用π/2-B P S K调制方式，传输流则必须是单一的G S E封装的流，而M P E G传输流只能在M F-T D M A方式下采用。
2.3 非视距信道对策
为解决在移动环境下的传输路径的遮蔽效应造成的M P E s e c t i o n级或GSE级的高丢包率 (P L R), R C S+M引入了链路层前向纠错(L L-F E C) 技术，该技术实质上是在M P E或G S E之上增加了一个交织分层，但还是属于链路层。L L-F E C的帧结构如图3所示，它由应用数据块和F E C数据块组成，其中F E C数据块编码方式是可选的，当选用R a p t o r数字喷泉码时，应用数据块最大可达1 2 M字节，当选用M P E-FEC RS码时，应用数据块最大可达1 9 1 k字节。可见其交织深度要比D V B-S 2的L D P C大得多 (长码时：6 4 8 0 0bit，短码时：16 200 bit)，从而使在物理层解决不了的高突发丢包问题改由链路层解决。L L-F E C既可以应用于前向链路，也可以应用于回传链路，在用于回传链路时，必须工作在连续载波方式下。
2.4 波束切换
R C S+M考虑到了跨区域波束切换的移动性管理，包括三个过程：切换检测/确认、切换决策和执行切换，切换过程是由R C S T与N C C共同完成的，R C S T执行检测/确认，N C C执行切换的决策，并控制整个切换过程。N C C可以从R C S T的登录信息中导出R C S T的当前位置信息，其方法是以捕获的回传超帧ID为索引从数据库中查出波束I D表。当R C S T检测到切换条件时，会向N C C发送1个或多个移动性控制消息，以确保被N C C正确接收，并收到N C C的确认，发送的移动性控制消息中包含了优选的目标波束。波束切换可是前向链路、回传链路、或两者同时，不过，当同时切换时请求应分别提出，R C S T至少在通信中断前1 0 s以上时间发出切换请求。N C C要在当前的波束中向R C S T发送所有目标波束信息 (在前向T I M消息中以单播方式传送) ，而R C S T要在收到N C C的切换控制指今的情况才能进行切换。R C S T要能处理因切换造成的P C R不连续而引起的不同步问题。N C C在发送完切换指令，以及R C S T在目标波束中捕获到了前向和回传同步信息时，应停止向R C S T发送业务和信令。在加载了目标波束的各个表项后，R C S T应停止向旧波束发送同步帧。一个处于离线状态的R C S T可以通过发送C S C帧来表明自已的位置，N C C在收到这种C S C帧时应不至于发起一次登录过程。
2.5 移动终端的干扰避免
R C S T移动终端应满足E T S I M S S标准中针对航空、海事以及陆地移动站的应用要求，其最低要求包括：
(1）偏离轴向E I R P发射密度
N C C可以通过调整R C S T的轴向E I R P发射密度来调整其偏离轴向E I R P发射密度，以对邻近F S S卫星的影响的降低至最低要求，为此R C S T应支持移动性控制消息S A C域，以及单播T I M中的移动控制描述符。有调整需要时，R C S T应在移动控制消息中发送状态报告到N C C。
(2）指定地面站接收到的干扰功率通量密度
N C C应能控制移动终端的E I R P密度，以确保其他地面站接收到的干扰功率通量密度不超过规定值，R C S T应能预测这种情况，并及时在移动性控制消息的S A C域中发送“排除进入区域” (Exclusion Zone Entry) 标志，该消息至少要发送两次。移动性控制消息的S A C域中应包含一项特别的补救措施以避免有害干扰，可能的措施有：离线、变换频率到无限制的频段和改变发送参数以符合限制要求等。若R C S T在“排除进入区域”被强制离线，则直至其确定已离开了“排除进入区域”才能恢复发送。
(3）出错条件
N C C应定期监测是否有造成非正常工作的任何错误条件，包括引起系统内和系统间干扰的错误条件，为此，NCC应能采取有效的防护措施。
3 结语
D V B-R C S前期版本一直以来只能作为非移动终端的接入标准，排除了当前日益增长的移动业务接入应用，因此不够完善，支持移动性业务的R C S+M版本的发行解决了这一问题。R C S+M是En301790的最终修订版，2 0 0 8年1 0月，D V B工程联盟已通过了下一代R C S (R C S-N G)面向的商业需求，这些需求是由D V BC M-R C S (Commercial Module-RCS) 分组起草的。该分组于2008年4月成立，专门评估RCS-NG的市场潜力。2009年2月1 1日，D V B工程联盟发起了对D V B-R C S标准的重大修订，可以预期，该新标准完成后将对移动性业务提供更加完善的支持。
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移动特性 篇5
本文建立了错流移动床气固两相流动的实验系统, 研究了移动床内单相及两相流动时的压降; 颗粒尺寸及颗粒形状对床内压降的影响; 并建立了新的关联式对不同尺寸圆柱形颗粒的压降进行了预测, 结果表明预测值与实验值十分吻合。
1 实验方法
1. 1 实验设备
错流移动床气固两相流动实验系统如图1 所示。床体截面积200 mm × 200 mm, 高800 mm。气体从左侧入口进入床内, 通过百叶窗型气体分布器进入颗粒层, 由右边的出口排出。根据百叶窗分布器的设计原则, 确定栅板的长度l1= 56 mm, 两个栅板之间的间距l2= 40 mm, 倾角 θ = 74° 。颗粒通过颗粒入口进入到床内, 经星形给料器排出, 颗粒的流动是连续的。
1. 2 实验物料
本实验采用的物料如表1 所示。
2 实验结果与讨论
2. 1 单相流动 ( 颗粒不动, 只有气体流动) 和两相流动时的压降
图2 表示了小米颗粒静止时气速与压降的关系, 并比较了实验值和欧根方程预测值。可以看出, 预测结果和实验结果十分吻合。由图2 和图3 可以看出, 床层压降随着气速的增大而增大。在气速较低时, 压降随床层高度的变化很小, 气体通过床层颗粒时分布均匀。随着气速的增大, 各个高度上的压降有较大变化, 离出口最近和最远的两端压降明显增大的较快, 这表明气速越大, 进入颗粒层的气体分布越不均匀。
图4 表示了颗粒下落速度不同时, 床内压降随气速的变化。由图4 可知, 床内总的压降的变化只与气速有关, 与颗粒的下落速度没有关系。图5 表示的是颗粒流动时沿床高方向的压降分布。由图可知, 当颗粒速度变化较小时, 各高度上的压降与颗粒静止时压降变化不大, 但颗粒速度继续增大到0. 12 kg / s时, 压降有明显减小的趋势, 这是因为颗粒流动时使得床内空隙率增大, 导致压降降低。
1 为鼓风机; 2 为阀门; 3 为流量计; 4 为百叶窗气体分布 器; 5 为压力测点接口; 6 为传感器; 7 为数据采集计算 机; 8 为星形给料器
2. 2 颗粒尺寸对压降的影响
图6 表示了不同尺寸颗粒的气速和压降的关系, 从图中可以看出, 四种尺寸颗粒的床层压降均是随着气速的增大而增大; 在气速较低时, 直径为2 mm、4 mm、9 mm的颗粒床内压降几乎没有差异, 破碎颗粒的压降稍大。随着气速的增大, 不同尺寸颗粒的床层压降差距越来越大。并且颗粒粒径越小, 压降越大, 这主要是因为随着颗粒尺寸的减小床内的空隙率显著减小, 从而导致气体流经颗粒层时的阻力增大。
图 3 颗粒静止时不同气速下沿高度方向的压降变化 ( 小米)
颗粒尺寸的选择是由床层特性所决定的, 一般情况下, 选择的颗粒尺寸要使床的利用效率达到最大。比如床内颗粒是脱硫脱销的吸附剂, 则颗粒尺寸应满足使吸附效果达到最佳[8]。减小颗粒的尺寸, 颗粒的比表面积会增大, 从而吸附效果增强。但是颗粒的尺寸不能过小, 因为尺寸越小导致的床层压降越大, 因此在满足床层压降的情况下尽量减小颗粒尺寸有助于提高颗粒的吸附效率。除了减小颗粒尺寸, 另一个增大颗粒比表面积且减小压降的方法就是改变颗粒的形状。
2. 3 颗粒形状对压降的影响
在移动床内, 研究颗粒的形状对压降的影响是十分重要的。图7 中表示了各种不同形状颗粒 ( 圆柱状、椭球状、球状、六面体) 的压降。值得说明的是, 在比较颗粒形状对压降影响的时候, 希望选得的颗粒体积相同, 形状不同, 但是实际过程中, 寻找这样的颗粒十分困难, 只能是尽量选择体积相近不同形状的颗粒。从图7 中可以得出, 不同形状的颗粒床层压降有很大差别。圆柱状且直径是4 mm的活性焦的压降最小, 黑豆的压降最大。且压降都随着气速的增大而增大。
不同的颗粒形状导致不同的床层压降主要是因为颗粒形状不同, 床层空隙率不同, 且床内颗粒的堆积结构不同。对于球状的颗粒, 可以用欧根方程预测其压降[9—12], 且得到的压降值与实验结果十分吻合。
由图7 可以看出, 床层压降黑豆高于玉米且高于黄豆, 因此空隙率越大, 压降值越小。但是直径为4 mm的活性焦的床层空隙率是0. 3, 但它的压降值却最小, 从而可知空隙率不是影响压降的唯一因素。 床层颗粒的堆积结构对压降也有很大的影响。圆柱状颗粒与球形颗粒的堆积结构有很大不同, 球形颗粒由于它的特殊形状不能通过改变方向而改变堆积结构, 而圆柱状颗粒的堆积结构较其他颗粒更加曲折。因此, 圆柱状颗粒的压降要小于球形颗粒。这与文献中的结果相吻合[13,14]。
2. 4 不同尺寸圆柱形颗粒压降的预测
研究颗粒压降最广泛应用是欧根方程, 该方程在预测小尺寸球形颗粒的床内压降时十分准确, 但是并不适用于本文尺寸较大的圆柱形颗粒, 如图8 所示。故在欧根方程的基础上建立了新的关联式以预测圆柱形颗粒的床内压降。
将欧根方程重新组合得到
式中: Δp为床层压降 ( pa) ; L为颗粒床层的厚度 ( mm) ; μ 为流体黏度 ( pa·s) ; u为气体速度 ( m/s) ; ε 为空隙率; dp为颗粒当量直径 ( m) ; ρ 为颗粒堆积密度。
定义等号左边的项为摩擦因数, 而等号右边的项为颗粒雷诺数, 即f'=BRep'+A, 通过计算可知f'、Rep'的散点图并不是线性关系, 而是指数关系。因此, 设f'=AeBRep'+C, 通过拟合可得到常数A、B、C的值。图8、图9、图10分别比较了三种尺寸圆柱形颗粒在移动床内压降的实验值和不同方程得到的预测值。由图可知, 本文得到的方程能够有效的预测圆柱形颗粒的压降, 在四种预测方程中误差最小。
3 结论
研究了错流移动床内单相流动和两相流动时的压降, 颗粒流动对床内压降的影响以及颗粒尺寸和颗粒形状对床内压降的影响。结果表明床层压降随着气速的增大而增大。颗粒流动对整床压降几乎没有影响。颗粒的粒径越小, 床层压降越大。不同形状的颗粒由于空隙率和堆积结构不同导致床层压降不同, 椭球形颗粒压降最大, 圆柱形颗粒压降最小。 另外, 建立了计算不同尺寸圆柱形颗粒的压降的关联式, 预测值与实验值十分吻合。
移动特性 篇6
关键词：高瓦斯,煤层群,远程瓦斯抽采,煤矿安全
煤层中的瓦斯气体是一种能够体现出非常强温室效应的气体, 如果这种气体的浓度过高就会使得大气受到比较严重的污染。但是我们也要注意到其是一种非常重要的清洁能源, 它的储量和天然气资源是不相上下的。传统的瓦斯抽取技术无法展现出良好的效果, 所以需要对其进行改进和创新, 在开采的过程中必须要保证不会出现一些不安全因素, 同时还要提高瓦斯的抽取量, 所以也就出现了群煤和瓦斯安全高效共采的思想。
1 试验区概况
某试验区开采水平为-600m。首采煤层为B11煤层, B11煤层瓦斯含量为4~7.5m3/t, 无煤与瓦斯突出危险。工作面煤层赋存稳定, 地质构造简单, 采用综合机械化采煤方法。卸压煤层为C13煤层, 实测该区域C13煤层瓦斯压力为4.4MPa, 瓦斯含量13.0m3/t, 原始透气性系数为0.011m2/ (MPa2.d) 。C13煤层曾多次发生过煤与瓦斯突出事故和特大瓦斯爆炸事故。 (表1)
2 上覆远程卸压岩体移动特性
2.1 上覆远程卸压岩体的应力分布。
在研究的过程中采用专门的研究软件对B11煤层进行开采之后, 处在其上方位置的远程卸压区域之内的C13煤层和附近堵塞岩层垂直应力变化进行了试分析, 在计算模型的选择上应该选择平面应变模型。在对其进行了研究之后发现首采煤层在开采之后C13煤层会出现卸压的迹象, 当首采煤层采过了40米的时候, C13煤层的垂直应力就比原来下降了10%左右, 这也就说明C13煤层卸压的效果比较显著。
2.2 上覆远程卸压岩体的变形特征。
为了能够更好的对远程卸压岩体的变形特征进行研究, 在实际的工作中采用底板瓦斯抽采巷分析了C13煤层顶板我只和底板位置的相对变形以及底板巷道之间的沉降量。测定C13煤层的变形量应该采取深部基点法, 这种方法在应用的过程中主要就是采取深部钻孔的方式, 在煤层的顶部、底部岩石当中设置基点, 通过对两个基点进行仔细的观测确定二者之间的相对位移, 这样也就可以对煤层的变形情况予以充分的了解。在这一过程中一共设置了两个测定煤层变形的钻孔方式, 对其测定的具体结果如图1所示。
在B11煤层开采的过程中, 首采煤层工作面和变形钻孔之间的距离通常在80到100米之间, 因为其在应用的过程中可能会受到很多集中性应力的影响, 所以这也就使得C13煤层会在这一过程中出现非常明显的变形问题, 这种变形问题最主要还是体现在压缩变形上, 在压缩变形的区域当中, 最大的变形已经达到了27毫米, 在进行了收菜煤层工作面开采变形钻孔施工处理之后, C13煤层又出现了膨胀变形的现象, 其中, 膨胀变形的最大值甚至达到了210.44毫米。煤层在开采的过程中相对压缩变形最大的数值达到了3.37‰, 最大瓦斯浓度也在这一过程中产生了非常明显的变化, 从最初的1.15%下降到了0.5%。
3 分析总结
首先是首采煤层在进行了全方位的开采之后, 其自身的上覆远程卸压岩体就会受到多种因素的影响而出现比较明显的弯曲下沉现象, 在卸压煤层中也会产生非常明显的膨胀变形现象, 这样也就会形成明
其次是现场试验证明, 淮南潘一矿底板巷道网格式上向穿层钻孔远程瓦斯抽采方法是成功的, 在瓦斯抽采活跃期内平均单孔瓦斯抽采量在1.0m3/min以上, 连续抽放4个月后, 瓦斯抽采率可达60%以上。
再次是首采煤层开采之后使远程卸压煤层卸压, 煤层透气性系数增加近3000倍, 取得良好的远程瓦斯抽采效果, 消除了卸压煤层的突出危险性, 有效地降低了煤层的瓦斯含量, 实现了瓦斯资源和煤炭资源的安全高效共采。
4 瓦斯抽采技术管理要求
第一条井上、下瓦斯抽采系统应有专项设计, 设计符合《煤矿瓦斯抽采工程设计规范》 (GB50471-2008) 等要求。抽采系统设计按集团公司规定程序审批。
第二条泵房设备冷却水宜采用闭路循环。水池容量、给水管路、水量及水质 (软化水处理装置) 满足瓦斯抽采泵安全连续运行的需要。软化水药剂至少每六个月添加更换一次。
第三条矿井瓦斯抽采泵站设置自动监控系统, 实时监控抽采瓦斯浓度、负压、流量、泵站设备运行状态参数、环境瓦斯浓度、循环供水、供电、设备开停状态等, 同时对泵站设备运行异常、环境瓦斯浓度超限和供水系统故障报警, 并进行断电控制。抽采瓦斯监控系统并入矿井安全监测监控系统。
第四条抽采泵站有专人值班, 负责每小时巡检一遍设备运行状况和抽采参数, 并做好记录。当泵站抽采负压超过73k Pa或低于20k P时, 立即向矿调度室报告, 进行处理。停泵有汇报、有记录, 严禁私自停泵。
第五条抽采泵站配专用电话、消防器材、抽采泵操作规程、岗位责任制、泵站平面与管网 (包括阀门、安全装备、检测仪表等) 布置图、高低浓光学瓦斯测定器、水银柱计、水柱计、人工观测记录等。
消防器材配置要求:灭火器不少于两台、砂箱不小于0.2m3、消防水桶不少于2个、消防铁锹不少于2把、软管不小于20m等。
第六条井下瓦斯抽泵站抽出的瓦斯可引排至地面、总回风巷、一翼回风巷或分区回风巷, 保证稀释后风流中的瓦斯浓度不超限。
结束语
当前, 在煤矿开采的过程中, 瓦斯是一种非常重要的可再生资源, 如果能将其合理的利用, 将会在很大程度上缓解我国的能源危机, 所以在这样的情况下, 我们必须要采取有效的措施对其进行处理, 而且上覆远程卸压岩体移动的特性也使得其在实行的过程中必须要对其予以全方位的处理, 只有这样, 才能更好的保证煤矿开采的安全性和可靠性。
参考文献
[1]王魁军, 张兴华.中国煤矿瓦斯抽采技术发展现状与前景[J].中国煤层气, 2006 (1) .
移动特性 篇7
移动机器人可以完成危险环境下的探查、侦察、巡逻、救灾和排爆等工作, 其应用前景越来越广泛。楼梯是移动机器人在工作中最常见、最难跨越的障碍之一, 所以攀爬楼梯是移动机器人适应非结构化环境所必备的功能之一。
国内外现有爬楼梯移动机器人按实现爬楼梯功能的原理主要分为轮式、腿式、履带式、复合式 (如轮腿式、关节履带式、轮履式) 等。轮式爬楼梯移动机器人具有结构简单、效率高、重量轻和易于控制的优点[1,2,3], 但其环境适应性较差, 很难适应楼梯这类特殊的结构化环境。腿式爬楼梯移动机器人具有较强的环境适应能力, 可通过调整腿部姿态来适应崎岖不平的地形[4,5,6,7], 但这种机器人结构复杂、移动速度慢、效率低, 难以实现稳定步态规划和稳定平衡的控制。履带式爬楼梯移动机器人具有良好的爬楼梯性能和一定的越障能力[8,9,10], 但其灵活机动性较差, 自身重量较大, 爬越楼梯的速度较慢。复合式爬楼梯移动机器人具有很强的地形适应能力和较好的机动性[11,12,13,14,15,16], 但其结构和控制系统一般较复杂, 需要进行复杂的轨迹规划和步态规划等。
针对上述问题, 为了同时实现机器人高速、高效和稳定的爬楼梯功能, 通过对不同类型爬楼梯移动机器人运动特性进行综合分析, 我们设计并实现了一种新型轮腿式爬楼梯移动机器人, 本文对该机器人进行了结构设计计算与分析, 并进行了实验研究。
1 轮腿式爬楼梯移动机器人的总体结构
所设计的轮腿式爬楼梯移动机器人采用对称结构, 由机身和4个结构尺寸完全相同的独立驱动单元构成, 如图1所示。
每个驱动单元的轮腿机构包括5个轮腿系杆和轮腿本体。图2a所示为轮腿系杆, 其前端固定有橡胶帽以增加摩擦力, 吸收机器人运动时产生的冲击和振动, 起到防滑减振效果, 并确保机器人在爬楼梯等越障过程中的运动稳定性。轮腿系杆底端设计有两个螺纹孔以便于安装到轮腿本体上。图2b所示为轮腿本体, 5个轮腿系杆沿轮腿本体的轮毂圆周均匀分布, 相互之间的夹角相等均为72°, 轮腿系杆通过2个螺栓固定在轮腿本体上, 调节轮腿系杆与轮腿本体的配合深度可以适应不同高度的楼梯、台阶。图2c为轮腿机构装配后的实物照片。
1.轮腿机构2.铰接机构3.直流伺服电机4.后机身5.电机控制卡6.前机身7.实时控制单元8.电池
机器人的每个独立驱动单元均采用体积小、输出转矩大的直流无刷伺服电机驱动。伺服电机的输出转矩经减速器传输至轮腿机构, 对其进行直接驱动。通过控制驱动电机的转速实现对机器人移动和转向的控制, 可以实现枢轴旋转和自旋旋转等转向动作[17]。机器人机身在机器人中部, 用于装载控制系统、电池及遥控通信设备等。前后机身通过铰接机构连接, 使前后机身和固定在机身上的4个独立运动单元沿连接轴轴线相对转动, 形成一个转动自由度, 如图3所示。这种结构保证了机器人爬楼梯或在崎岖不平的地形环境中运行时, 其4个轮腿机构均能与地面保持可靠接触, 提高了机器人越障能力和运行稳定性。
本文设计的机器人控制系统采用基于CAN总线的嵌入式实时控制系统, 具有实时性好、抗干扰能力强、成本低、可靠性高、开放性好的特点, 可以满足机器人的实时控制要求。控制系统由一个紧凑型嵌入式实时系统 (CompactRIO-9025) 和4个伺服从控制器 (EPOS2 70/10) 组成CAN网络, 如图4所示。机器人各轮腿机构驱动控制系统通过CAN总线与嵌入式系统传输数据, 给出每个驱动器的控制信号。每个驱动电机的控制均采用独立的PID闭环控制, 电机的电流、转速、位置等实时信号反馈到控制器上, 组成闭环控制系统。嵌入式实时系统通过IEEE 802.11b无线通信与上位机进行人机交互, 实现对机器人运动状态的实时监控。
表1所示为本文设计的轮腿式爬楼梯移动机器人的基本技术参数。通过对楼梯台阶高度和宽度的统计分析, 本文所设计的机器人长度为580mm, 宽度为465mm, 轮腿长度可调节范围为180~220mm。根据设计目标, 计算机器人行驶、转向、爬越楼梯时所需功率、转速等参数, 选取Maxon EC45盘式无刷直流伺服电机作为驱动电机。考虑机器人的整体质量、电机的额定电压和功率等因素, 经过计算, 选择VFEB-2401-21型锂电池作为机器人的电源。
2 机器人轮腿机构系杆数的确定
轮腿机构是轮腿式移动机器人能否顺利、高效、稳定、精确地完成爬楼梯等越障任务的关键, 对轮腿式移动机器人的工作能力有着决定性影响。轮腿机构的系杆数决定了机器人的越障能力、机器人驱动力及机器人质心的波动, 它对机器人的运行性能至关重要。
2.1 轮腿机构系杆数对机器人越障能力的影响
如图5a所示, 标准轮式机构可爬越障碍的高度h0受限于轮式机构的半径r, h0≤r。对于轮腿式移动机构, 其系杆数对其越障能力存在确定的影响关系。
图5b~图5d分别为系杆数3、5、6的轮腿机构越障示意图。假设它们均处于越障极限状态的初始位置, 轮腿旋转方向均为顺时针, 每一个轮腿系杆之间以夹角i均匀分布在轮毂圆周上, 轮腿机构半径为轮毂轴心到轮腿系杆顶端的距离r, 接触支撑面的轮腿系杆与轮轴中心到支撑面垂线的夹角为θi。受到摩擦力和驱动力的限制, 轮腿机构可以翻越障碍的极限高度与其几何尺寸有关, 它可翻越的障碍高度为hi (i=1, 2, 3, …) , 即
图5b~图5d中, θ3=30°, Ф3=120°;θ5=18°, Ф5=72°;θ6=0°, Ф6=60°。由式 (1) 计算可得:h3=1.732r, h5=1.539r, h6=1.500r。同样地, 也可以计算系杆数为2、4、8、12的轮腿机构所能翻越障碍的高度分别为h2=2r, h4=1.414r, h8=1.38r, h12=1.258r。
由上述计算结果可知:轮腿式移动机构的越障能力优于标准轮式移动机构, 且其越障能力的变化趋势随着系杆数的增大而逐渐降低。
2.2 轮腿机构系杆数对机器人驱动力的影响
不同的轮腿系杆数对机器人越障时所需的驱动力要求是不一样的。为方便说明, 本文以系杆数为5的轮腿机构为例来进行驱动力分析。假定轮腿机构所受驱动转矩为M, 轮腿机构与接触面之间的摩擦因数为μ, 机器人在越障时的受力情况如图6所示。设G1为机器人对该驱动机构所作用的重力, N1、N2为台阶面对轮腿机构的支撑力, Ft为轮腿机构越障所需的驱动力, 它是电机驱动机器人后作用于轮腿机构的水平分力, F1、F2为台阶面对轮腿机构的摩擦力, σ为接触台阶面的系杆和水平面之间的夹角。
在轮腿机构爬越障碍的瞬时, 有N1=0, 由此时轮腿机构在x和y两个方向上的受力平衡分析, 有
式 (2) 、式 (3) 中, F2=μN2, 0≤σ≤90°, 由几何关系得
由式 (2) 、式 (3) 可解得
由式 (5) 、式 (6) 知, 当时h5达到最大, 此时机器人所需的驱动力为
同样由式 (2) ~式 (6) 也可计算出系杆数为2、3、4、6、8、12的轮腿式机器人在攀爬极限高度时所需驱动力大小分别为
由以上分析可知:在摩擦因数和机器人重力一定的情况下, 轮腿式移动机构所需驱动力与系杆数和所爬越障碍的高度有关。随着系杆数的增加, 机器人攀爬极限高度所需的驱动力减小。
2.3 轮腿机构系杆数对机器人移动中质心波动的影响
标准轮式机器人在平地上行走时其质心不存在上下波动的现象, 而轮腿式机器人的质心会随着轮腿机构的转动产生周期性的上下波动。为方便说明, 以系杆数为5的轮腿机构为例分析其质心波动情况。当机器人单个轮腿系杆垂直接触地面时其质心处在最高位置, 此时质心高为轮腿机构的半径r, 如图7a所示。当两轮腿系杆同时接触地面时, 机器人质心处在最低位置, 其高度为hmin, 如图7b所示。由几何关系可得
则质心波动幅度为
由式 (7) 、式 (8) 可计算出系杆数为2、3、4、5、6、8、12的轮腿式机器人质心波动幅度分别为Δh2=1.000r, Δh3=0.500r, Δh4=0.293r, Δh5=0.191r, Δh6=0.134r, Δh8=0.076r, Δh12=0.034r。
分析上述计算结果可知:轮腿式机器人在行走时, 其质心波动幅度随着系杆数的增加而减小。
综合上述三个方面的分析结果, 不同系杆数的轮腿式机器人的越障能力、所需驱动力大小以及在移动过程中质心波动状况如图8所示 (图8摩擦因数按μ=0.1绘制) 。对于本文设计的爬楼梯移动机器人, 越障能力是其设计的重要技术指标, 由图8可知:轮腿机构系杆数为2、3、5的机器人的越障能力明显优于其他系杆数的机器人。在这3种系杆数的轮腿机构中, 系杆数为2、3的机器人所需驱动力较大, 且机器人移动时的质心波动幅度较大。综合以上三方面的因素, 本文确定机器人的轮腿机构系杆数为5。
3 机器人稳定性分析
移动机器人在非结构化环境和楼梯等结构化环境下, 由于受力不平衡将会发生倾翻从而导致驱动系统失去牵引、失控等问题, 因此移动机器人的倾翻稳定性即是否具有足够的抗倾翻能力非常重要, 也是评价机器人越障性能的重要指标。
本文对轮腿式移动机器人越障稳定性采用静态分析方法, 即只分析机器人重力与支撑力对其倾翻失稳的影响[18]。在静态条件下, 若机器人以任意方位角置于楼梯上, 随着楼梯坡度角的增大, 机器人重心线与楼梯坡面的交点将沿楼梯梯度线向下移动, 当该交点越过倾翻轴时, 机器人会在倾翻力矩作用下倾翻失稳。本文设计的机器人在爬楼梯时, 存在绕机器人边线倾翻和角点倾翻的情况, 可通过建立稳定锥[19]的方法对边线倾翻、角点倾翻的静态倾翻稳定性进行综合分析。稳定锥判定方法即是以受力锥作为机器人稳定性判定的基础, 根据机器人发生倾翻失稳时所需的最小势能来判断其可能的倾翻方向。
在爬楼梯过程中, 机器人的前后两组轮腿机构在楼梯台阶面上的支撑点形成的平面为一个斜坡面, 为了便于分析, 将楼梯面简化为斜坡面来分析机器人重力与支撑力对其倾翻失稳的影响, 如图9所示。图9中, P1、P2、P3、P4为机器人各轮腿与地面的接触点;W为机器人的质心;SW为质心W在斜坡面上的投影;T为点SW到直线P1P2的垂足;P为倾翻轴线P1P2上的任意一点。机器人与斜坡面的4个支撑点依次连接形成四边形作为稳定锥底面, 质心作为稳定锥的顶点, 构成受力锥。机器人以任意方位角δ置于斜坡上, 其产生倾翻失稳的倾翻轴可能为P1P2、P2P3、P3P4、P4P1, 倾翻点可能为P1、P2、P3、P4。下面以倾翻轴P1P2为例分析机器人整体倾翻失稳情况。当斜坡梯度线平行于SWP时, 随着坡度逐渐增大, 机器人重心线与斜坡的交点SW沿着SWP方向朝倾翻轴P1P2逐渐移动, 当此交点SW落在P1P2上时, 机器人处于临界失稳状态, 此时斜坡坡度角α就是机器人以方位角δ置于斜坡上时的失稳坡度角, α=∠PWSW。当机器人在斜坡上的方位角δ改变时, 机器人绕倾翻轴P1P2的倾翻失稳坡度角也将改变, 因此存在一个绕倾翻轴P1P2倾翻失稳的最小失稳坡度角。因为SWT⊥P1P2, 所以SWT是SW点到倾翻轴P1P2的最短距离, 当方位角δ=0时, 斜坡梯度线平行于SWT, ∠TWSW为机器人绕倾翻轴P1P2倾翻失稳的最小失稳坡度角, 且有
同理可分析机器人绕其他倾翻轴的倾翻稳定性。当斜坡梯度线的方向分别平行于SWP1、SWP2、SWP3、SWP4时, 机器人将发生纵向和横向失稳, 即此时机器人将分别绕倾翻点P1、P2、P3、P4发生倾翻失稳。
以上分析讨论给出了移动机器人的倾翻失稳判据:当斜坡坡度角大于机器人绕各倾翻轴和倾翻点倾翻的最小失稳坡度角时, 机器人将在斜坡上发生失稳倾翻。最小失稳坡度角越大, 在各种运动状态下轮腿式移动机器人的稳定性越好。由式 (9) 可知:当WSW减小或者SWT增大时, 即机器人重心前移或者降低, 倾翻失稳角的极限值会增大, 即机器人的抗倾翻性能将提高。
4 机器人转向性能分析
由图1, 本文设计的轮腿式机器人为差速转向系统, 其转向原理是通过控制左右两侧驱动机构产生速度差来实现转向, 这样设计可简化移动机构, 提高机构的可靠性, 但同侧驱动机构转动方向和转速必须一致以避免发生拖滑现象[20]。
如图10所示, 设机器人向右转向, 机器人运行速度为v0, vi为第i个轮腿机构的纵向速度, i=1, 2, 3, 4, vij为第i个轮腿机构的实际运行速度, vic为第i个轮腿机构的侧向速度, θi为vi与vij的夹角, O1为机器人几何中心, O2为转向中心, ω为机器人对转向中心O2的角速度, R为转向半径, D为轮腿机构到机器人轴线的距离, Lm为前轮轴到机器人几何中心的距离。因为同侧驱动机构的转向和转速相同, 故取前面两驱动轮腿机构1、2进行分析, 有
由式 (10) ~式 (14) 可解得机器人的转向半径为
由式 (15) 可知:当v1=v2时, 机器人直线前进;当v1与v2方向相同大小不等时, 两侧轮腿机构同向差速, 可以使机器人绕不同的半径R≠0转向;当v1≠0且v2=0时, 机器人绕半径R=D转向即枢轴旋转;当v1与v2方向相反时, R的数值较小, 可以实现小半径转向;当v1=-v2时, R=0, 可以实现原地零半径转向即自旋旋转。
5 实验研究
本文设计的轮腿式移动机器人的实物照片见图11, 根据倾翻稳定性分析, 将机身上所搭载的设备安放在机身前端。实验结果表明:机器人在平坦地面上行走的最大速度为2.2km/h, 爬楼梯时, 轮腿机构转过一周能够攀爬五个楼梯的台阶, 机器人越障的最大高度为310mm, 楼梯的最大坡度角为45°。
5.1 平地行走实验
图12为机器人在平地行走时的一个加速、匀速及减速周期中各驱动电机的速度跟踪曲线, 可以看出:机器人实现了对指令速度的快速响应, 具有较好的跟踪精度;但由于驱动单元传动件的惯性力矩和各轮腿机构负载差异等方面的原因, 4个轮腿机构出现了轻微的不同步现象。
5.2 转向实验
图13为机器人在平地上连续实现3种不同转向半径时各驱动电机的速度跟踪曲线, 转向半径1为1.5m, 转向半径2和转向半径3分别为零半径左右转向。从图13可看出:有半径转向比零半径转向速度响应更快, 电机运行平稳, 零半径转向的速度波动较小, 实现了平稳的转向。
5.3 越障性能实验
在平坦地面上放置高度分别为120mm和220mm的障碍, 让驱动电机为M2、M4的左侧轮腿机构依次攀爬通过, 各驱动电机的速度跟踪曲线如图14所示。从图中可看出:随着障碍高度的增大, 机器人通过时电机转动不平稳性明显加大。由于轮腿式移动机器人前后机身由铰接机构连接, 有一个相对转动自由度, 所以在机身前左侧轮腿机构登上障碍后, 随着机器人的运动, 前机身逐渐倾斜, 达到最大倾斜角25°后, 倾斜角又逐渐减小至零, 此后, 后驱动机构继续重复上述过程。实验结果表明:本文设计的具有铰接机构的机器人, 其单侧轮腿机构均可以顺利通过障碍。
5.4 爬楼梯性能实验
本实验中所用楼梯为自行设计的步长为250mm、步高为160mm、坡度角为32°的木质楼梯, 如图15所示。机器人在上下楼梯过程中对指令速度进行跟踪, 各驱动电机的速度跟踪曲线如图16和图17所示。从图中可看出:在机器人上下楼梯的过程中, 随着指令速度的不断增大, 只要对机器人的位置进行左右微小调整, 即可以保证机器人快速、安全地攀爬楼梯。另外, 由于所攀爬楼梯的坡度角小于机器人的倾翻失稳角, 所以机器人在上下楼梯过程中未发生倾翻。
6 结论
本文设计并实现了一种能适应非结构化复杂三维环境的轮腿式爬楼梯移动机器人, 对其进行了结构设计计算、控制系统设计、倾翻稳定性及转向性能分析等, 进行了平地快速行走、转向、越障、爬楼梯等实验。实验结果表明:嵌入式实时控制系统能满足机器人对无线操控的要求, 所设计的机器人具有质量小、结构紧凑、转向灵活、越障能力强等特点, 可以快速稳定地攀爬楼梯, 且不需要对其进行步态规划, 达到了预期的设计目标。