多参数测量

多参数测量（精选八篇）

多参数测量 篇1

中央监护仪作为一种常用的医疗设备在临床上被广泛应用。中央监护仪是通过对病人各种生理参数的检测及分析,在病人的生理机能参数超出某一数值时发出警报,提醒医护人员进行抢救的一种医疗仪器,是医护人员进行诊断治疗及抢救的重要设备。

我院于2003年在内科和外科安装七套JB多参数监护仪。四年来,在机器维修和维护的过程中,笔者排除过许多故障,下面对一些故障的分析处理加以总结,与同行交流探讨。

1 监护仪的常见故障分析

故障案例1

故障现象按“START”键不能测量血压。

故障分析此种故障最常见原因是袖带及其管路有漏气情况。因为监护仪的血压测量先由充气泵打压到一定程度,再进行测量。当发生漏气时,充气泵在规定时间内充不到所需压力,会自动放气,测量不出血压。袖带本身由于使用时间过长,气囊胶皮老化,布带破损,此种情况可直接更换袖带即可解决问题(普通血压表袖带可替代)。

另外,监护仪机体外管路与机内管路连接的铜制接头也经常出现漏气情况。我院监护仪使用四年后,目前经常出现由于铜制接头造成的故障,由于铜制接头不易找到,我们取掉了内外管路之间的接头,用一合适管径的塑料管直接将两部分连接,解决了问题。维修监护仪血压部分故障应该遵从先易后难原则,先检查外部配件,保证袖带管路正常基础上,再考虑血压电路板问题,用替代法可确定电路板的好坏。其他参数如ECG、血氧等发生问题时也可遵循血压故障检修方法。

故障案例2

故障现象开机显示“PLEASE INSERT BOOT DISK”。

故障分析床旁监护仪接通电源后,主机启动时屏幕显示“PLEASE INSERT BOOT DISK”后,机器不能进入监护系统界面。床旁监护仪本身是一台微机,它的初始化启动犹如电脑一样,出现此种情况可以借鉴电脑系统的维修。首先考虑机器主板及内存卡是否有问题,打开机器外壳,发现主板上插的内存卡有许多灰尘,拔下内存卡,用吹风机吹去表面灰尘,再用无水酒精棉球擦拭干净,重新装上内存卡,并将主板重新插牢,开机试验。此时,大多数情况机器能够通过自检,正常启动到监护界面。若机器还不能正常启动,可考虑更换新的内存卡或主板加以解决。

故障案例3

故障现象中央监护系统接收不到床旁监护仪的监测信息。

故障分析此种故障发生时,首先要确定是所有床旁监护仪不能传输还是某一台不能传输。若是某一台不能传输,则应考虑此台床旁监护仪的网络号与床号不相对应所致。中央监护系统是一个小型的网络系统,一套中央监护系统可带四台,八台及更多的床旁监护仪。各个床旁监护仪都通过一条网络线将信息传输到中央监护系统,每个床旁监护仪都有一个固定的网络号与其所在床号相对应。由于断电或软件等原因可造成床旁监护仪的网络号变为零或与其他床旁监护仪的网络号相混,致使此台床旁监护仪不能正常传输。我们可进入床旁监护仪的系统菜单,更改网络号配置,使其网络号与床号相对应,关机重新启动机器,信号能够正常传输。对于同时多台床旁监护仪不能正常传输的情况,我们要考虑中央监护系统的网线及网卡问题。机器使用这些年出现这种情况多数由于网卡接头及网卡本身灰尘过多引起。因此,机器本身的清洁问题尤为重要,应定期对机器进行除尘维护,保持电路板的干净,这样可避免许多不必要故障发生。

故障案例4

故障现象中央监护系统电脑不能正常启动。

故障分析JB多参数监护仪中央监护系统的程序是在Windows98系统下运行的,此种故障发生多为Windows98系统出现问题。目前大多数医疗器械公司都为仪器系统软件做了备份。我们可用Ghost软件对系统进行恢复。

机器开机启动时按住F8,进入DOS系统,在D盘根目录下输入Ghost,可对系统进行恢复,对机器重新启动,监护系统可恢复正常。对于没有备份的监护系统,我们可自行安装Ghost软件,做系统备份,这样对机器的软件问题处理大有好处。

2 小结

监护仪的维修应该十分仔细,同时仪器的日常维护也非常重要。在使用监护仪前应该仔细检查各种配件的完好情况,定期对仪器进行全面的测试校正,经常保持机壳外表面和显示屏无尘土。

参考文献

[1]刘亚军，杨鹏．GE DASH2000多参数监护仪常见故障检修[J]．医疗设备信息，2006(8)：107．

[2]唐伟，杨常情．Marquette多参数监护仪的维护和故障检修[J]．医疗卫生装备，2003(2)：50．

[3]李丽丽，等．PM9000多参数监护仪常见故障维修[J]．医疗设备信息，2007(8)：123．

[4]吕文标，等．多参数监护仪测量原理与使用[J]．医疗设备信息，2001(5)：21．

C空间中肢体参数的测量方法 篇2

关键词： 光学运动捕捉仪； C空间； 肢体长度； 角位移； 最小二乘

中图分类号： TH 773文献标志码： A doi： 10.3969/j.issn.1005-5630.2016.05.001

文章编号： 1005-5630（2016）05-0377-06

引 言

步态是指人体步行时的姿态和行为特征。步态分析旨在通过生物力学和运动学手段，揭示步态异常的关键环节及影响因素，从而指导康复评估和治疗，有助于临床诊断、疗效评估及机理研究等。从步态信息中提取肢体关键参数时，其精度太低会使步态上的微小差异不明显或者造成较大的偏差，无法判别步态检测系统的准确性。

在人体运动学建模过程中，肢体长度是人体建模的关键参数。最直接的测量方法是用皮尺直接测量下肢关节。计算机断层成像（CT）、三维超声和核磁共振成像（MRI）常用来测量下肢长度，CT是利用精确准直的X射线对人体某部位一定厚度的层面进行扫描，具有扫描时间快、图像清晰等特点。

X射线测量有三种影像：

1） 全长片，即一次性拍摄下肢全长直立前后位片，从髋关节至踝关节。优点是只需一次摄片，但有视差错误引起的失真。Machen等[1]认为全长片较平扫片能提供更多的信息。甘伟等[2]运用螺旋CT扫描得到双下肢全长（髋关节至踝关节）的完整图像，可进行长度测量、角度测量、图像缩放等应用。Strecker 等[3]使用CT和乌尔姆法测量成年患者的下肢长度，99%的下肢长度差异为1.4 cm。

2） 平扫片，需要三次摄片，髋、膝、踝各一次，并拼接组合而成，可有效减小放大误差，但却增加了摄片时间、放射线暴露及拼接误差。孙亚明等[4]通过对南京地区青年人站立位髋关节X射线平片的测量分析股骨大转子尖连线与股骨头中心连线的位置关系及其在人工髋关节置换手术中对双下肢长度的评估作用。

3） 计算机数字影像，数字合成技术可减少放射线暴露及数学上的误差[5]，简便快捷，重复性好，能提高图像质量并进行数字处理，对下肢长度测量有很大优势。Diercks等[6]提出对平片放大并进行数字校正，术前拍摄双髋关节实际大小的前后位片，就能通过设置骨盆及股骨参照点来间接测量下肢长度，目前在临床上广泛应用[7]。李钧等[8]利用软件和原始CT 扫描图像重建关节周围骨骼三维图像，并测量下肢骨骼参数。童涵涵等[9]采用Slot技术一次完成双下肢成像，利用后处理软件进行双下肢测量。Slot 技术测量误差小，方便，可操作性强，为临床提供了一种准确测量双下肢长度的方法。Menegaldo等[10]提出了一套估计长度的回归方程。此方程找到所需的大肌肉骨骼模型数值模拟的肌腱几何参数，基于贯穿每个肌腱式传动器的广义节点坐标系的数目，生成复杂性级别不同的回归方程。田庆国等[11]提出了一种利用三维人体点云数据测量人体关键尺寸的方法，典型尺寸测量误差小于3%，可满足人类工效学等领域快速测量人体特征尺寸的要求。

超声在下肢长度测量方面一直被认为较CT稍逊一筹，但Konermann等[12]应用握持和移动超声传感器特殊设备，通过超声测量髋、膝、踝三点间距离来提示术前及术后下肢长度，可精确至1 mm。Affatato等[13]指出超声在活体测量时会有1.7%的相对误差，下肢测量时约为0.4 mm。S′witek-Najwer等[14]将开发的超声探头应用于临床中。超声的优点是可以避免放射线接触，无创、简单、快捷。

CT、三维超声的灵敏度可达 1 mm，MRI 准确性不如 CT、三维超声，且费用较高。以往对人体，特别是下肢长度的测量方法存在精度和安全性无法同时满足以及费用高等问题。精密运动捕捉仪采集数据精度高，系统功能强，受试者活动范围大，无电缆、机械装置的限制，使用方便。在基于精密运动捕捉仪的步态检测系统中，利用可重复的标志点精确设置的方法，以快捷、对受试者无负重的方式获取步态分解中的关节参数变化时间序列数据。

本文着重介绍基于光学运动捕捉仪获取4个标志点时序数据，再利用最小二乘法拟合关节点，从而计算关节长度的新方法，以及标志点精度和长度误差对角位移的影响。

1 建立肢体模型

对于肢体多刚体运动，例如上肢运动、下肢运动等，多采用串联结构表示运动模式。为降低模型的复杂性，便于分析和研究，一般将足部的各环节简化为机械运动中的刚体，将人足的各关节简化为机械运动中的铰链，从而将足部简化为常见的机械运动中的刚体-铰链系统模型。然后，根据经典力学理论对简化的人足运动模型进行运动分析，同时也考虑人足的运动特性，最后得出能反映真实运动情况的特征规律。为了准确地确定足部运动与下肢运动的精确关系，本文建立三刚体运动学模型。

依据D-H（Denavit-Hartenberg）矩阵法的原理，将足部看作两个刚体，即脚面和脚趾两部分，如图1所示。足部关节示意图如图2所示，每个部分通过单一自由度（转动）链接，L1表示小腿胫骨，L2表示足背骨，L3表示趾骨，进行运动学建模，运动时D-H参数如表1所示。

4 结 论

基于运动捕捉仪的肢体长度测量方法不但适用于简单的二维运动，还适用于空间内的三维运动，具有高精度、稳定可靠、无伤害的特点。这种肢体长度测量方法的准确性为建立准确的肢体运动学模型提供了保障，特别是在医学步态分析方面，利用光学运动捕捉仪采集数据序列的同时，可以根据数据精确计算肢体长度，不需再用其他设备测量肢体长度。由于实验条件的局限性，肢体真实有效的运动长度很难进行高精度的估算，故而无法真正在人体上进行肢体长度准确性和精度的验证。

nlc202309082338

参考文献：

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多参数测量 篇3

1 工作过程

图1是根据实物绘制的血压气路图, 当按下面板上的START键时, 气泵经管道给袖带充气, 放气阀A、B得到12 V直流电压后关闭, 同时将管道和袖带压力变化传递给压力测量传感器和压力保护传感器, 当压力达到一个比病人收缩压高的设定值时, 气泵停止打气, 放气阀B得到间断的12 V电压, 并以设定的步长8 mmHg左右的压力放气, 随着袖带压力的减小, NIBP模块的压力测量传感器获取脉搏振动的信号, 通过带通滤波器、放大器、单片机处理后得到测量结果显示在屏幕上, 此时A、B放气阀断电放掉剩余气体, 一个测量过程结束。如果管道压力超过设定值, 压力保护传感器动作, 安全电路启动, 气泵失掉12 V电压而停止打气, 放气回路接通。

2 故障分析及处理

故障一:测量血压时, 气压打不到所需压力时, 停止打气并迅速放气, NIBE信息区显示:袖带太松或没接。

出现上述故障时首先检查袖带是否捆绑太松或设置有无出错等人为因素, 其后断定是机器自身故障。 由血压气路图可看出, 可能出现的故障部位有袖带、管路及接口、气泵、放气阀和模块板。

首先检查袖带及外部管道接口处有无漏气, 重新将袖带绑好, 再测量一次, 故障依旧。去掉袖带, 用手指堵住血压接口, 按下START键测量 (注意观察压力显示区数字, 如压力上升很快, 手指应快速离开, 否则易损坏压力传感器) , 故障同前, 说明故障存在于内部。打开机壳检查管路连接良好, 再试机, 听到气泵的充气声正常, 仔细听放气阀动作声, 同时手指触摸放气阀B, 感觉没有动作。拔下放气阀B与NIBP模块连接线的插头P5, 测量其电阻值为300 Ω左右, 正常。按下START键, 同时测量插座p5有12 V的直流电压输出, 插回插头试机, 故障解除, 轻摇插头, 故障重现。这说明插头时有接触不良的现象, 放气阀B未得电处于长开状态, 充气回路的气由此阀口漏出, 压力充不上去。将插头公端挂焊少量焊锡使其连接紧密后, 机器使用至今故障再未出现。

故障二:一台与另一台完好的同类机型比较, 收缩压、舒张压和平均压的测量值偏低。

检查袖带的尺寸及捆绑位置均正确后, 准备一容积为500 mL±5%的金属容器, 一台标准压力计、一个充气球和一个T型管用气管, 按说明书NIBP教准连接示意图连接并测试, 压力与压力计读数基本相同, 可判断NIBP模块的测量、放大滤波、数据处理, 控制电路等工作正常;将袖带缠在适当大小拄体上, 进入“NIBP设置”选单, 选择“漏气检测”, 约20 s后, 信息区显示“泵漏气”。检查袖带及管路均无漏气, 用另一台机的气泵换上, 故障依旧。观察到袖带较破旧, 布带旁边缝线断开, 皮带质量较差, 壁太薄, 虽然没有漏气, 但充气时的容积比质量好的袖带大, 无形中加大了袖带的尺寸, 造成测量值偏低。换上新袖带, 故障解除。

3总结

监护参数的测量方法及进展 篇4

1 基本监护参数的测量方法

1.1 心电

心电信号是由心脏周期性搏动所产生细胞电生理活动综合并传导至体表的微弱信号 (毫伏级) , 这个信号继续被贴在体表的电极拾取后传给信号放大器, 通常这个信号放大器的增益要有500~2000倍范围, 通频带要有0.05~130Hz, 再经CPU控制下AD处理后得到数字心电信号。这个数字心电信号可以进行滤波、幅度调整、波形特征识别与分类、基本特征参数的计算、功率谱分析, 对于长时间心电信号还可以进行心率变异和非线性分析, 这些信号分析方法能为心电信号特征检测和疾病诊断及疗效的评价提供有效依据;根据数据采集的通道多少又可分成单通道、三通道9/12导联和8通道同步12导联心电监测, 而后者更能全面反映心脏各部位心肌细胞的电生理活动, 将有利于对心肌各壁可能的缺血性改变的评价和心脏疾病的诊断。心电监护也向着能进一步获取精细、稳定清晰的心电信号和多种诊断心电参数的方向发展。

1.2 呼吸

一般借助于心电电缆, 通过体表电极给人体施加一个高频恒流源, 这个恒流源的载频一般为几十千赫, 并由于呼吸所引起的胸部阻抗的变化而调制这个载频, 再通过呼吸波放大、解调、再传给低频信号放大器, 由于阻抗变化很小, 通常整个呼吸电路增益要有1~2万倍, 通频带要有0.3~2.5Hz, 同样再经CPU控制下AD处理后得到数字呼吸信号, 可以进一步识别呼吸特征波并计算呼吸率。

一般心电、呼吸都在一个模块上, 为降低成本、提高可靠性, 心电/呼吸的主要放大电路和滤波处理电路可以采用定制的集成电路芯片。

1.3 血压

血压的测量一般分成直接法和间接法, 直接法又称为有创法, 是通过动脉血管的插管技术借助于生理盐水和导管将动脉血管中的脉动血压传递到桥路压力传感器上, 经过放大电路的处理和相应的CPU控制下的AD转换就能得到动脉血压的数字信号, 再对这个数字血压信号进行适当的算法处理即可得到所需检测的收缩压、舒张压和平均压等的结果, 检测精度将取决于压力传感器、检测电路的线性程度和液路连接, 这种检测方法能够实时地给出血压脉动波形和每搏血压值, 具有较高测量准确性, 缺点是费用高、有创伤;而根据导管深入的探测位置不同又可将所测的血压分成动脉压 (如肺动脉压等) 和静脉压 (如中心静脉压等) 。

间接法又称为振荡法, 利用捆绑在手臂上袖带, 并通过充气泵充气以阻断血管中脉动的传播, 在以渐近放气并借助于连同于气路的桥路压力传感器和相应的放大、CPU控制、AD等将通过袖带传递到气路中脉动信号和压力信号转换成数据信号, 对这个脉搏波、袖带压进行适当的处理, 检测到系列脉搏波和对应的袖带压力, 并利用最大脉搏对应于平均压和一些经验比例系数算法就可以计算出所需要的收缩压、舒张压和平均压等的结果, 检测精度将取决于压力传感器、检测电路的线性程度和经验算法, 另外由于冲放气控制和测量需要时间, 两次连续测量间隔也要一定恢复时间, 所以振荡方法只能间断地给出某个时段的血压值。渐进放气方式又可分成连续线性放气和台阶放气, 而后者的抗干扰能力明显优于前者。

近年来, 已有人研制出基于间接方法的实时逐搏或数秒间隔的血压测量技术, 关键的传感器制作原理和工艺相对复杂, 使用条件要求高, 目前这个方法的推广应用还受到限制, 但这是一个未来无创血压检测的一个重要发展方向;另外增加袖带脉搏波的特征识别和伪迹判别, 提高血压测量的准确性也将是无创血压检测的另一个重要发展方向。

1.4 血氧

血氧测量是基于脉动血对脉冲式红外、红光的吸收。光感应传感器接收信号后传递给信号放大器, 再由CPU控制下经过增益、直流偏置、驱动的反馈调节控制的放大电路与光源驱动电路以及AD得到红外和红光的交、直流数字信号, 并通过特定的算法和一些变换就可以得到血氧值, 由于这个方法信号处理技术是基于红外、红光脉动波形的, 极易受到运动干扰的影响, 导致血氧值和脉率的计算不稳。

Masimo公司推出基于脉动血对脉冲式红外、红光的吸收和自适应滤波技术的数字血氧解决方法, 而HP公司和OSI公司推出基于脉动血对脉冲式红外、红光的吸收和FFT技术的数字血氧解决方案, 这些数字信号技术完全解决了上述常规血氧测量中的问题, 保证在受到运动干扰下也能准确地计算血氧值和脉率, 增加信号处理技术在脉动红外、红光信号处理中应用以提高血氧测量的准确性将是血氧测量技术发展的一个重要方向。

1.5 体温

基于热敏电阻的方法, 只要电路保证足够的线性度和AD转换精度以及传感器具有良好的可重复性, 获得准确和稳定的温度数据是可行的。但是目前体温传感器最大问题在于其响应时间太长, 不能确保在10min内便能探头与待测患者间的接触部位达到热平衡, 以获得准确的体温值, 影响体温监测的临床应用。

1.6 心排量

基于热稀释法的测量方法, 通过漂浮导管将一定量‘冰水’注入血液中, 并检测血温的变化和注入‘冰水’的温度而得出心排量。该方法的计算关键在于温度的测量和漂浮导管的性能, 只要温度测量电路有足够的线性度和AD转换精度, 漂浮导管的性能满足电路的设计要求, 再使用相应的具有足够精度的算法就能获得心排量值。

2 扩展的监护参数的测量方法

2.1 呼吸末CO2

医用CO2的检测基于红外线吸收的测量方法。CO2在4.3μm处有个吸收峰, 利用2~10μm的红外线光源, 经中心频率为4.3μm、宽度为180nm滤光片和样品池射到红外探测器上, 经过斩波自稳零放大器后送到后级放大器, 同时监测样品池和红外探测器上温度和环境大气压, 在AD转换后得到CO2采样值和测量室的温度, 再根据这些数字信号和CO2浓度的变换算法得到最终的CO2浓度。

CO2的测量中关键在于传感器和变换算法, 其中传感器可以分为两种形式:前面介绍的是一种直接测量形式, 需要定期地进行标准气体定标。第二种形式是参比测量形式, 利用中心频率为4.3μm和3.9μm、宽度为180nm两种滤光片, 3.9μm的红外线不被CO2吸收就可以得到一个参比, 从而实现自定标功能。

根据CO2传感器是外置还是内置, 医用CO2检测又分成主流式和旁流式, 在旁流式中还需要有气路控制和相关压力、压差的检测。

2.2 麻醉气体

医用麻醉气体监测一般要测量CO2、N2O、Des、Iso、Enf、Hal、Sev。N2O和5种麻醉剂在红外线范围中都有特定波长的吸收峰, 采用基于红外线吸收的测量方法对这几种气体的识别和测量。在这里传感器需要采用转动参比形式的, 即要在机械转动装置上安放8个特定波长的滤波片窗口, 其中7个窗分别对应于不同待检测气体的吸收峰, 另一个窗用于转动定位。麻醉气体监测的传感器大多采用旁流式, 其它部分基本和CO2测量方法相类似。

2.3 呼吸力学

呼吸力学监测在监护仪中的应用主要是肺功能检测, 当前可在GE和Datex-Ohmeda等公司的高档监护产品中以及专用的呼吸力学监测仪中可见此功能。监测原理主要是利用流量传感器连续监测呼吸气道中呼吸流量、压力和容积, 同时给出压差和流速之间的对应曲线, 通过这些参数的计算进一步导出呼吸的其它相关参数。

其它扩展的监护参数如静脉氧、血气分析等, 应用很有限, 而且象HP、GE等公司所使用的这些模块也都是来自于由Abbott和I-STAT公司推出OEM监测模块。

参考文献

[1]夏黎明, 夏立杨, 张直川, 等.多参数监护仪的基本性能和应用[J].医疗设备信息, 2007, (10) .

[2]张慧琼.心电监护仪监护参数简介[J].医疗装备, 2007, (3) .

应用DAQmx测量交流电路参数 篇5

关键词：虚拟仪器,数据采集,交流电路参数

1 数据采集

1.1 数据采集系统

数据采集(Data Acquisition,简称DAQ)是指从传感器或待测设备等被测单元中采集信息的过程。数据采集系统是基于计算机测量软硬件的用户自定义的测量系统。一个完整的DAQ系统包括传感器、信号调理设备、数据采集和分析硬件、计算机、驱动程序和应用软件。该文章中应用的是基于NI数据采集设备的数据采集系统。

使用不同的传感器和变换器可以测量不同的物理量,并将它们转化成电信号;信号调理设备可对采集到的电信号进行加工,使它们适合数据采集卡等设备的需求;计算机通过数据采集卡等获得测量数据;软件则控制着整个测量系统,设置采集设备从哪个通道获取数据,同时还对原始数据作分析处理,并将最后结果用图表或文件显示在PC上。

采集设备将数据送到计算机中。比较常见的是插入式数据采集卡,它可以直接插到台式机的PCI槽上。NI自Labview7.0以来提供了两套驱动程序:Traditional NI-DAQ和NI-DAQmx。这两套驱动程序各自提供了不同的应用程序编程结构、软硬件设置方法和编程方式,并且在Lab view环境中不能同时运行。文章中使用基于PCI总线的数据采集卡。

1.2 数据采集卡功能

数据采集卡的功能有模拟输入(简称“模入”),模拟输出(“模出”)等。模拟输入是采集卡最基本的功能。它一般由多路开关、放大器、采样保持电路以及模数转换器(A D C)来实现。一个模拟信号通过上述各部分可以转换成数字信号。ADC的性能和参数直接影响着采集数据的质量,应根据实际测量所需的精度来选择合适的ADC。模拟输出通常是为采集系统提供激励信号。输出信号受数模转换器(DAC)的建立时间、分辨率等因素影响。建立时间反映了输出信号幅值改变的快慢,建立时间短的DAC可以提供频率较高的信号。应该根据实际需要考虑DAC的参数指标。

1.3 数据采集原理

由香农定理,采集卡的fs必须大于激励信号频率的二倍,否则采集到的数据不能真实表示实测信号的。在设置采样频率时,用户可能会首先考虑用采集卡支持的最高采样率。但是,长期使用很高的采样频率可能会导致内存不足或者硬盘存储数据速度太慢。理论上设置采样频率为被采集信号最高频率成分的2倍就够了,而实际中常选5~10倍。在本课题中采用的是NI公司性价比很高的M系列数据采集卡PCI-6251,用NI-DAQmx驱动程序。PCI-6251的性能指标如下:16个模拟通道,每通道每秒最高采样1.2 5 M次,分辨率是16bit;板载可编程放大器可以快速调节放大倍数来适应每个通道对输入范围的要求,可以提供7个可选输入电压范围,方便了信号的采样和调理,提高了实际分辨率和精度。2个模拟输出通道,分辨率为16bit,每秒采样2.8M次。24个数字I/O通道,10MHz速率。2个32bit计数器。6个DMA通道。触发方式为数字或模拟方式。选用PCI-6251数据采集卡可以有效实现5路电流信号、3路电压信号的高精度测量。

2 交流参数测量

2.1 交流参数测量原理

交流电路与参数的测量,一般指的是在正弦稳态激励信号条件下对线性电路中各种参数的测量,例如电压、电流的有效值、幅值、频率、相关正弦量之间的相位差、功率或阻抗等。对于它们有很多测量方法。本文中采用的是基于相关积分的方法测量电压电流幅值。

按照电路原理里的定义,电路的平均功率为:P=UIcosφ

式中U、I分别是电压、电流的有效值,φ为电压与电流之间的相位差。

在数据采集环境下,电压、电流都是离散的数据点,假定已经采集了整周期个数据样本n,则

在数据采集和处理程序框图中数据被采集后分成上下两路,依据上面讲到的公式分别计算出电阻电压和电容电压的有效值U,然后再计算出电流I。

测量对象为RC串联电路,所需测量的参数为输入阻抗,包括总阻抗和R、C的值。

要想测出经过RC电路后的响应,只需用软件设计一个正弦波信号源,通过数据采集卡的模拟输出模块加在RC电路的两端,然后把信号源、电阻、电容两端分别与通道1、通道2、通道3相连接,用Lab view软件设计程序,通过数据采集卡的模入模块读取信号源、电阻、电容两端的响应,并显示在一个图形表中,对采集到的三个波形做比较。

2.2 程序设计

在这个程序设计中,用D A Q Assistant检测数据采集卡的连接通道,用DAQmx创建虚拟通道函数创建了一个虚拟通道并且将它添加成一个任务;对Waveform Buffer Generation子VI设定信号源正弦波的幅值,频率等;用DAQmx定时函数配置定时用于数据的采集,每一个时钟脉冲为每一个包含在任务中的虚拟通道初始化一个采样的采集或生成;用DAQmx写入函数将Waveform Buffer Generation子VI产生的正弦波写入任务中;用DAQmx启动任务函数将一个任务转换成运行状态;在任务运行状态中将数据采集卡采集到的数据从输入通道中读取,然后通过索引数组分别得到采集到的两路信号,按照之前的算法,用L a b view中的运算工具得出最后要求的数值。

在这个程序中需要执行两个任务,一个是要产生正弦波信号源,还有一个是要用数据采集卡采集电容电阻两端的电压并读取,当这两个任务完成时必须分别清除或停止这两个任务,这样才标志着这两个任务的完成。设计出程序部分框图(数据采集部分)如图1示。

2.3 测量结果

本文中采用补偿测量法。补偿测量法是直接测量模出产生的信号,并将它作为模拟负载。这种方法的优点在于模拟负载不取电流,而且由于可以在信号源中明确地设定信号的参数(例如幅值),从而能够十分方便的看出测量的准确度。

实验过程中,为了对比实际采集到的波形数据与理想情况下的波形,特用Multisim(一个模拟电路仿真软件)对RC电路做了模拟仿真,并得到了理想情况下的响应波形。

通过对比两种情况下得到的信号源波形与输出波形可以看出测出的信号源波形基本没有误差,只是测出的电容后的波形有一点误差,这是因为Multisim测出的波形是理想情况下的波形,而用虚拟仪器测量时,需要在面包板上搭建这个电路,信号通过导线有一定的衰减或损失。

3 结论

本文使用虚拟仪器编程,运用DAQmx模块编程,利用6251数据采集卡产生了激励信号,通过读取数据通道得到了激励信号和测量信号,求得了交流电路参数,并与Multisim仿真结果做了比较。通过测量交流电路参数,体现了虚拟仪器给实验室测试人员带来的方便,实验室工作人员再也不用为设计一段代码因不太清楚语法格式而犯愁,运用虚拟仪器只需按照自己的想法拖一些控件放在程序框图或前面板上即可达到与大段程序编码一样的效果,这就节省了许多时间和精力,可以使测试人员将更多的精力放在算法研究上。

参考文献

[1]陈锡辉,张银鸿等.LabVIEW8.20程序涉及从入门到精通.清华大学出版社.2007.

[2]龙华伟.Lab VIEW8.2.1与DAQ数据采集.清华大学出版社.2008.

论变压器参数的准确测量 篇6

1 变压器的基本原理额定数据

图1为双圈式单相变压器原理图, 在闭合的铁芯上绕有两组绕组, 其中接受电能的一侧叫一次侧绕组, 输出电能的一侧叫二次侧绕组。变压器的工作原理是电磁感应原理。当交流电压U1加到一次侧绕组后, 交流电流I1流入该绕组就产生励磁作用, 在铁芯中产生交变磁通Ф, 这个磁通不仅穿过一次侧绕组, 同时也穿过二次侧绕组, 它分别在两个绕组中引起感应电动势, 这时如果二次侧与外电路的负载接通, 便有I2交流电流出, 负载端电压U2是输出电能。根据电磁感应定律可推导得一次侧绕组感应电动势:E1=4.44fw1BmS×10-8 (伏) ;二次侧绕组感应电动势:E2=4.44fw2BmS×10-8 (伏) 。

式中:

Bm为铁芯中最大的磁通密度 (高斯) ;

S为铁芯截面积 (cm) 2;

f为电源频率, 工频为50赫;

w1为一次侧绕组匝数, w2为二次侧绕组匝数。

将上面两式相对比得, 由此可见, 一、二侧电动势之比等于一、二次侧绕组匝数之比。由于绕组本身有阻抗压降, 实际上一次侧电压U1略大于E1, 二次侧电动势E2略大于U2, 如果忽略此压降, 则可认为:

这个关系说明一、二次侧电压之比近似等于一、二次侧绕组匝数之比, 这个比值叫变压器的变压比。

变压器通过电磁偶合关系将一次侧的电能输送到二次侧去。假设两绕组没有漏磁, 功率传送过程中又没有任何损失 (无损耗) , 那么, 由能量不灭原理可知输出的功率应等于输入功率, 即:即变压器的一、二侧电流之比等于一、二次侧绕组匝数的反比。

总之, 一台变压器工作电压要求越高, 绕组匝数要绕得越多, 通过绕组内的电流越小, 导线截面可选得越小, 反之, 工作电压要求越小, 通过绕组电流越大, 导线截面要选越大。变压器外壳附有铭牌数据, 它表示额定工作状态的性能。

2 变压器性能参数的准确测量

变压器的励磁阻抗, 励磁电阻、短路阻抗和短路电阻是衡量变压器的重要参数。励磁阻抗的大小基本上可确定空载电流的大小, 励磁电阻反应了变压器的铁损耗;变压器的短路电流基本由短路阻抗确定, 短路电阻则反应了变压器的铜损铁, 这些参数可以用变压器空载试验图2和短路试验图3获得:

变压器空载时, 它从电源吸收的功率完全用于产生铁损耗Pfe和一次侧绕组的铜损I02r0, 当电压为额定值时I02《Pfe, 可以认为空载损耗P0等于铁损耗Pfe。

变压器短路时, 测定的功率PSh近似等于一次侧和二次侧的铜损之和。这时由于一次侧电压Uk偏低, 主磁通偏小, 铁损耗和励磁电流可忽略不计, 这样变压器参数可通过图2、图3测量, 再根据下式进行计算:

励磁阻抗Zm=Uin/I0, 励磁电阻Rm=P0/I02, 短路阻抗Ik=Uk/Ik, 短路电阻Rk=Pk/Ik2。其中Uin为变压器空载时一次侧额定电压, P0为变压器空载时的损耗功率, Uk为变压器短路试验时一次侧所加电压, Ik为短路试验时一次侧电流, Ik=Iin, Pk为短路试验时的功率损耗。

从图2图3可以看出, 同样是测电流, 电压和功率, 但2个图中各表所接位置是不同的, 不能接错, 否则对参数测量和计算就会造成较大误差。

图2中所测Zm较大, 应用电压表外接, 电流表内接, 功率表电压线圈前接法, 测得数值较准确。因为电流表和功率表电流线圈阻抗很小和Zm串接时可忽略不计, 对所测的电压及功率影响极小, 如果采用电压表内接, 功率表线圈后接法, 则测量的空载电流I0和空载损耗P0变大, 使所测的参数不准确。

同样图3中, 由于所测短路阻抗Zk较小, 采用电压表内接电流表外接, 功率表电压线圈后接的方法, 所测值较准确。因为电压表和功率表电压线圈阻值较大和较小的短路阻抗相并联, 对所测电流影响极小, 较准确。如果接错, 接成电压表外接或电流表内接或功率表前接法, 则使所测短路电压Uk短路损耗变大, 造成测量的参数不准确。

3 测量中应注意的事项

影响测量变压器绕组直流电阻准确度因素很多, 如测量方法、接线、表计、温度、接触情况和稳定时间等。测量变压器绕组直流电阻应当注意:测量前必须放电;尽量采用有足够容量的蓄电池作为直流试验电源;变压器绕组的直流电阻应分别在各绕组的线端测量, 所施加的直流电流应小于被测绕组额定电流的1/5;必须在试品温度稳定时进行测量;测量时, 非被试绕组均应开路或串接一个较大电阻:当测量为鉴定性试验或对准确度要求较高时, 建议选用电桥法, 电桥法测量变压器绕组的直流电阻时, 必须在电桥回路中电流稳定之后接通检流计, 并在开断电源之前切断检流计, 电桥及标准电阻的准确度应使测量总误差不超过0.2%。

4 试验数据分析

利用试验所测得的变压器绕组的直流电阻分析变压器的设备情况, 国家规程要求温度换算法, 此方法计算量大, 且温度指示值常用油温而非绕组实际温度。实践经验表明在进行数据分析时, 先判断所测得的三相直流电阻值是否平衡。数据规律是否与以前数据规律相吻合, 并选定可信而完整的原出厂试验数据作为参考数据, 用所测得的三相直流电阻值与所选参考数据进行分别比较, 比较其变化幅值取得相对比值, 若相差不大, 表明绕组温度比值基本一致, 可判断绕组直流电阻是稳定的, 反之, 如数据相差比较明显, 则表明有异常。此方法与温度换算法并不矛盾。另外, 规程规定1600KVA以上变压器各相绕组直流电阻相互间差别不应大于三相平均值的2%, 1600KVA及以下不大于4%。线间差别不应大于三相平均值的2%, 但在数据分析过程中, 也需注意直流电阻的变化值, 一旦发现直流电阻增加, 应查明原因。因多数情况有恶化的趋势, 如本公司2003年对一台1000KVA变压器大修后测量绕组的直流电阻, 发现三相差别最大互差为3.6%, 低于规程规定的4%, 但比出厂值增大了, 慎重起见检查变压器, 发现A、B两相引出线与套管截流部位焊接有过热痕迹, 经处理后重试, 直流电阻值接近原出厂值, 相间差别减小, 所以应特别重视直流电阻的变化值, 以免隐患进一步扩大。

髋臼位相参数测量技术进展 篇7

这四种测量方法所依据的数学原理应该是一致的, 对同一对象的测量结果也应该能够相互转换[13]。在临床、病理和统计研究中经常对这些定义不加区分地进行使用, 导致得到的测量结果不一致, 很难进行对照和比较。本文的目的是对目前关于髋臼相位的定义进行归纳和总结, 探讨这些定义的一致性, 进而对当前出现的各种测量方法进行比较和评述, 利于今后髋臼相位的测量和临床工作。

1 髋臼位相参数的定义

Murray[13]给出了髋臼位相有代表性的三种定义:手术定义、解剖学定义和影像学定义, 这三种定义成为很多文献的研究依据。李永奖等[14]转述了Murray的定义并讨论了位相测量在全髋关节置换中的意义。

髋臼的手术前倾角OA是髋臼轴 (将髋臼拟合为半球面, 半球面的顶点与球心的连线即髋臼轴) , 在矢状面上的投影与垂直轴的夹角, 见图1。作为一个特例, 图1右侧髋臼前倾角是0°。髋臼的手术外展角是髋臼轴与矢状面之间的交角。

注:α为手术前倾角, β为手术外展角

髋臼的影像外展角是冠状平面上髋臼轴的投影与垂直轴的交角。影像前倾角是髋臼轴和冠状平面之间的夹角。髋臼的解剖学外展角是髋臼轴和垂直轴的夹角。与这个定义相同的描述就是臼杯开口平面与水平面的夹角。解剖学前倾角是髋臼轴在水平面上的投影与冠状轴的夹角。解剖学外展角和前倾角也称作真实或三维外展角和前倾角。

髋臼前倾角的定义依赖于旋转轴的选择。在解剖学前倾角的情况下, 旋转轴是与垂直轴平行的直线, 也就是说旋转轴与水平面垂直。所谓旋转轴, 就是认为前倾角是髋臼绕该轴旋转而得到的。

2 各定义在测量中的应用

2.1 置臼控制器

Osteonics置臼控制器[1]采用的就是前倾角和外展角的手术定义。置臼时控制器一般处于图2a所在的位置, 即把持杆与手术床面成45°角。此时, 调试垂直杆与手术床面垂直, 前倾杆与手术床面平行, 所指出的位置就是前倾角。置臼者可以先检查前倾杆, 使之符合前倾角度并进行调整。显然, 床面与矢状面平行, 把持杆与髋臼轴平行, 因此床面与把持杆的角度就是髋臼的外展角。前倾杆、把持杆和调适垂直杆位于同一平面内, 因此前倾杆与把持杆在矢状面内的投影平行。所以, 从图2b可以知道, 前倾杆AB指示的位置就是手术前倾角。在图2b中把持杆OG与髋臼轴平行, 平面是矢状面, 床面与矢状面平行。OH是OG在矢状面上的投影 (见图2) 。

2.2 实物测量

除了术中进行髋臼定位, 采用实物测量的文献并不多见, 这是因为实物测量首先要得到实物标本或模型, 这比较繁琐, 测量也并不一定很准确。另外, 从临床的角度来说, 在全髋关节置换术后的测量必须借助于医学影像, 无法进行实物测量。不过, 实物测量仍然是验证其他测量方法是否准确的重要途径[11]。而且, 实物测量比较直观, 也容易为医生和病理研究者接受。朱天岳[2]考察了髋臼外展角和前倾角与骨盆倾度之间的关系, 采用的就是实物测量。见图3a所示, 首先将骨盆放在人站立时的位置, 在髋臼口外上缘找出上极点, 然后在上方圆周延长线上找出下极点, 上下极点的连线与铅垂线的夹角就是外展角。对于前倾角的测量, 则需要将盆骨向前旋转90° (相当于侧位固定) , 然后用测量外展角的方法测得前倾角, 见图3b所示。外展角的测量采用的是影像学定义。

索鹏等[3]采用实物测量来验证正位X线片测量的准确性。他的方法与朱天岳[2]的方法大同小异, 只是在测量前倾角时, 他先找到上下极点间前半圆周与后半圆周的中间点C和C1 (这相当于骨盆旋转90°后的上下极点) , 然后将骨盆侧位固定, 测得CC1与地面垂线之间的夹角。索鹏等测得的外展角为 (44.0±2.0) °, 前倾角为 (9.1±5.5) °, 这与朱天岳[2]在盆骨倾度为70°的情况下的测量结果基本一致。

2.3 二维影像测量

2.3.1 正位片的测量

采用二维影像, 特别是X线片测量髋臼位相在临床上应用最为广泛, 关于这方面的文献也最多。常用的X线片有两种:正位X线片和侧位X线片, 其中正位X线片应用最多。在正位X线片的测量中, 影像学定义和解剖学定义都可以使用。对于外展角来说, 影像学定义经常被使用, 这是因为采用二维影像片测量影像外展角方便而准确。如图1所示, 髋臼没有前倾时, 它的开口圆在正位X线片上的投影是一条线段, 当髋臼存在前倾时其开口圆投影为一个椭圆。测量时, 不但要得到椭圆长轴, 还要得到水平线。对于水平线, 通常用如下几种方式确定:双侧髂前上棘的连线、坐骨块的下缘线或者是双侧骶骨关节的内极点的连线。长轴与这个水平线的夹角就是影像学外展角。

相比于影像学外展角, 采用二维影像测得前倾角并不是很准确[4], 测量方式也相对繁琐。前倾角的二维影像测量可以采用影像学前倾角 (平面前倾角) 和解剖学前倾角 (真实前倾角) 。影像学前倾角的测量原理容易理解, 即圆在影像片上的投影是一个椭圆, 椭圆长短轴的比值就是影像学前倾角的正弦[15], 见图4a。Widmer[16]使用这个原理, 给出图4a所示的S/TL的值, 由此制作表格, 通过查表得到前倾角的值。

由于在正位X线片上臼杯开口环被股骨假体遮挡住了很大的部分, 见图4b所示, 直接测出开口椭圆的短轴长比较困难。为了克服这一困难, 人们通常测量没有遮挡的部分, 再根据相关弦长计算出平面前倾角[4,5,6,15,17,18]。

采用正位X线片测量髋臼位相需要用到一个基本原理:髋臼开口圆在X线片上的投影是一个椭圆。对于人体的自然髋关节, 由于髋臼边缘不规则, 髋臼与股骨头的区分也并不明显, 这个椭圆一般是看不到的。为了使得测量结果准确, 可供测量髋臼位相的正位片有盆骨的正位片和髋臼的正位片两种, 髋臼正位片的测量比盆骨正位片的测量要准确[3,4]。形成这种情况的原因是X线的中心线与通过臼杯中心的X线存在一个角度差, 这个角度偏差导致了误差的存在。纠正这个误差需要知道X线片的中心和X线光源中心离投影片的距离[12]。

2.3.2 侧位X线片的测量

除了正位X线片, 侧位X线片也经常被用于测量髋臼的前倾角。X线与桌面平行的同时与矢状轴成45°角。X线片与矢状面平行。使用一个与地面金属链作为矢状轴的标志, 拍摄的结果见图5。

Arai等[19]指出, 正位片的测量与侧位片的测量存在差异是 (5±4.2) °, 这个差异应该是影像学前倾角与手术前倾角之间的差异。Jaramaz等[20]设计了一个软件—CupAlign测量髋臼位相。通过交互操作使得软件中预设的虚拟球的影像与臼杯影像完全重合, 从而得到臼杯假体的位相参数。

3 CT影像的测量

CT扫描是全髋关节置换术后进行假体位置估计的标准方法[11], 采用CT扫描的测量结果也比X线片要准确[21]。Mian等[9]采用过臼杯中心的切片测量臼杯前倾角 (见图6) 。Komeno[8]也采用这一方法测量髋臼的前倾角, 并由此与其他测量一起对全髋关节术后错位情况进行评估。Mian等[9]对偏移中心面上的前倾角进行了测量和统计, 在过中心的面上, 男性的值是 (14.02±3.83) °, 女性的值是 (16.85±4.85) °。

CT是采用分层切片的方式对检测对象进行扫描, 利用这些切片可以重构出整个的三维影像, 进而得各个方向上的切片。根据这一原理, Ybinger等[10]测得影像学外展角, 然后测得影像学和手术前倾角 (见图7) , 再利用Murray[13]提供的公式进行转换, 进而进行评估和比较。

4 计算机辅助手术导航测量

计算机辅助手术导航系统可以帮助手术医生进行术前规划, 并在术中提供引导, 是准确放置人工假体的有力工具。就人工假体的放置而言, 无论是术前规划还是术中引导, 其基本的内容都是测量——依据X线片或CT数据在术前进行测量和实时跟踪测量。目前已有诸多文献对辅助导航系统测量的准确性进行验证[8,9]。HipNav系统是出现较早的导航系统, 其三维测量使用的是髋臼的解剖学定义, Navitrack系统则可以输出解剖学定义和影像学定义两种测量结果[11]。这样的导航系统需要在术前获得CT数据并输入系统进行术前规划, 在术中还需要将CT数据与实时测得的点云数据匹配。Ybinger等[10]认为这是两个缺点。目前已有导航系统无需事先取得CT数据, 直接根据事先设定的标记实时显示髋臼的前倾角和外展角。准确、快速是导航系统测量的特点。不过, 辅助导航系统价格昂贵, 手术中的登记过程也比较繁琐, 增加了术中出血量。采用X线片、CT片和根据CT片制作出的模型进行测量仍然为大多数医生所接受。

4 结论

雷达信号参数测量实时处理软件设计 篇8

某雷达信号模拟辐射源由多个波段设备组成,该系统要求实时监测模拟辐射源主动发射的参数已知的雷达模拟信号,提供载频,脉宽和脉冲到达时间(TOA)等测量参数。

适用本软件的硬件载体模块是设备中的参数测量模块,该模块主要实现对射频下变频到宽带中频的信号直接采样,采样后的信号直接进入FPGA芯片使用本软件处理。为减少设计的复杂性和系统设备量,系统要求各波段射频下变频到统一高中频,该中频大于300 MHz,信号带宽大于100 MHz,而采用的参数测量模块的采样时钟最高不超过200 MHz,由于信号中频频率远大于采样频率,因此本模块模拟信号采样形式是欠采样。如何有效地对欠采样的大带宽,高中频信号进行实时处理及传输,由本软件创新实现。本软件设计思想和方法可适用于通信,雷达及电子对抗领域。

1 设计思路

参数测量中的主要参数-频率参数的测量是难点。本软件提出了基于数字下变频(DDC)的数字正交化,用CORDIC算法实现的相位测量,再用直接相位差法数字瞬时测频的方法,最后在FPGA中完成工程实现,该方法适用于单频脉冲信号的高精度,快速实时频率测量,在窄脉冲的情况下也可以获得比较好的测量精度,同时该方法也适用于线性调频信号的调频参数测量(本项目主要测量脉冲单频信号)及其他参数测量。

本软件中处理的采样数字中频信号为:多种频率类型,多种调制样式,多种重频类型,常规脉冲脉宽跨度大:从几百纳秒到几百微秒;重频变化多:几十赫兹到几十千赫兹,在工作频带内伪随机捷变频。射频下变频到模拟中频的带宽大于100 MHz,而选用硬件模块采样时钟最高为200 MHz。因此主要的宽带处理要在数字化后的FPGA中用软件实现。一般取信号带宽为不超过采样时钟的40%,因此在这里信号采样后有部分混叠。针对既成的硬件条件,本模块采取变时钟采样,子带处理的设计思想:根据波段码和频段码将大于100 MHz的中频信号带宽分成4个子频带,每个子频带带宽为40 MHz。该子带的划分的前提是信号不混叠,依据是带通信号的采样定理,然后由软件分别对落入4个子带的不同脉宽的单频信号进行实时信号处理。

数字下变频(DDC)后的数字测频采用直接相位差法[1],直接相位差法测频的基础是I/Q基带信号的数字鉴相,传统数字鉴相的方法中的NCO是ROM查找表法,该方法缺点是当精度要求较高时ROM表非常大,本设计中采用CORDIC算法来实现数字鉴相。直接相位差法频率测量的基本思路是首先获得输入信号的I/Q复信号,通过CORDIC算法流水迭代获得瞬时相位值,然后计算相邻样本点的相位差,根据相位差以及采样间隔就可以获得信号的频率值。

2 CORDIC算法原理

本软件中数字下变频(DDC)是采用CORDIC算法[2]实现的数字本振NCO级联数字滤波器的设计,该方法特别适合FPGA实现,优点是高速流水线实现,不需要占用FPGA片内ROM资源,是以时间换资源。求模模块的数字下变频(DDC)中NCO也采用CORDIC算法实现,另外瞬时测频中采用CORDIC算法来流水迭代求相位,因此本软件中CORDIC算法被多处运用。

CORDIC算法全称:基于坐标旋转数字式计算机,最早是J.Volder于1959年提出,该算法包括旋转模式和向量模式,可进行向量旋转求三角函数,反三角函数和求向量的模等运算,算法的基本思想是通过一系列固定的,与运算基数相关的角度的不断正负偏摆以逼近所需的旋转角度。以后,J.Walther提出了统一的改进型,CORDIC算法可工作在6种不同的模式,其中,CORDIC算法的基本原理如下所示:

式中:(xi,yi)为输入矢量;(xi+1,yi+1)为输出矢量;αi是每次旋转角度;di是每次迭代旋转的方向;+1表示逆时针旋转,-1表示顺时针旋转。di=sign(zi)是旋转模式的旋转方向,对于向量模式:di=-sign(yi),求正弦,余弦值是用旋转模式,初值x0=x,y0=0,当n→∞,|z n|→0,则得xn=kx0cos z0,yn=kx0sin z0。数字下变频中的NCO就是用CORDIC算法的旋转模式求正弦、余弦。求相位是用向量模式:旋转的目标是使y趋近于0。CORDIC算法通过n次微旋转αi来获得φ的相位值,由zi+1=zi-di⋅αi,则当n→∞,|y n|→0,zi→φ=arctan(yi/xi),从而完成输入向量(xi,yi)的相位提取。

由于CORDIC算法可采用流水线型蝶形旋转结构实现,特别适合FPGA技术的实现,同时每级流水线只包括加减法,移位寄存器和tan-1(2-i)系数存储器,适用FPGA实现时占用的逻辑单元以及存储器资源比较少,如果输入的I/Q信号位数足够高,同时CORDIC算法流水线技术合适,可以获得高精度的相位输出。

本软件运行的FPGA芯片是EP2SGX90EF1152,该芯片包含90 960个逻辑单元,总RAM存储位4 520 448 b,嵌入式乘法器(18 b×18 b)192个。所有资源足以完成CORDIC算法和数字下变频(DDC)算法。

3 软件功能及构成

本软件主要完成雷达模拟辐射源多个波段信号参数实时处理,包括实现数字下变频(DDC)和信号参数实时测量,数据实时传输等。利用数字接收机的方法(或称数字鉴相法)对宽带高中频信号进行数字下变频,得到数字正交的基带复信号,再利用直接相位差法求信号频率参数。用计数器法求脉宽和脉冲到达时间(TOA)参数,利用秒脉冲接续计得脉冲的GPS时间参数。最后对测得的结果参数打包形成脉冲描述字(PDW)并实时上报。本软件是用Verilog硬件描述语言编程[3,4]在FPGA中实现硬件DSP功能。其中数字下变频(DDC)模块和频率测量模块以及CORDIC算法的实现没有采用ALTERA公司的IP核,为独立编程实现。

本软件包括以下几个主要功能子模块:数字下变频模块,频率测量模块,RS 422异步接口模块,数据求模模块,数据处理及实时传输模块等。

组成框图如图1所示,该框图也是本软件顶层软件的信号流程框架。

4 设计实现

经采样的中频信号进入数字下变频(DDC)模块,数字下变频的原理[5,6,7]如下:

设输入模拟中频信号为:

采样后得到序列:

式中ωc=2πf0fs。

本地数字振荡器(NCO)产生的正交信号为:cosωcn和sinωcn,与中频信号在混频器相乘后得:

通过低通滤波器,滤除带外倍频分量后可以得到有用的正交I/Q复信号:

由于信号的采样频率较高,也就是式(3)的I(n),Q(n)速率较高,一般远大于窄带信号的带宽,这时可对其进行速率转换(抽取)以降低此时的输出速率。以上的推算中数字混频实现了频谱搬移,数字滤波和抽取实现了有用信号提取。通常的DDC滤波器设计[8]是采用积分梳状(CIC)滤波器或半带(HB)滤波器作预处理,后用FIR滤波器做进一步成形滤波处理。本设计中信号带宽较宽,所以不适合采用CIC滤波器,而采用半带(HB)滤波器级联FIR滤波器的结构。数字下变频框图如图2所示。

半带滤波器适用于抽取率为2n情况,计算效率高,实时性强,半带滤波器特性有:滤波器偶数序列号(不包括0)冲击响应为0;HB滤波器频率输出抽取1/2后过渡带有混叠,通带无混叠;HB滤波器要求通带和阻带纹波相等。

根据HB滤波器特点以及滤波器系数对称性设计的HB滤波器需要的乘法器的数目是普通FIR滤波器的1 4,设计结构采用常用的横向滤波器结构,适合FPGA高速实现,一般作为DDC的前级滤波器。HB滤波器实际上是一种特殊的FIR滤波器。

图2DDC中有限冲击响应(FIR)滤波器主要目的是对整个通道信号进行整形滤波,作为基带低通滤波器,由于FIR滤波器位于半带(HB)滤波器之后,经过抽取数据率相对较低,因此阶数可以设计的比较高,可以获得较好的性能(通带纹波,阻带衰减以及过渡带带宽等)。一般常用的FIR滤波器是线性相位的,具有系数对称结构,总运算量可减少一半。DDC输出的高信噪比,高镜像抑制度I/Q复信号可以作为后续的频率测量和脉宽测量的输入信号。

在数字下变频模块中,本振信号的频率字(FTW)受控于频段码和波段码,根据不同的码值加载不同的频率字。数字本振(NCO)是利用CORDIC算法迭代实现的,数字混频是采样的数字信号与数字本振NCO相乘,实现了该频段的频谱搬移,之后是滤波处理,相乘后的信号经18级半带滤波器滤波并二分之一抽取,再经32阶FIR滤波器滤波并二分之一抽取,最终数据率降为原采样率的1 4,得到正交的I,Q信号。

模拟信号的瞬时频率f(t)与瞬时相位φ(t)的关系为:f(t)=[dφ(t)]dt,则在数字域瞬时频率fi和瞬时相位φi的关系为:fi=(φi+1-φi)(2πTs),φi为CORDIC算法计算获得的第i个样本点的相位值,Ts为采样间隔。频率测量模块就是利用上述数字下变频模块的I/Q信号,用直接求相位差的方法测频,即先求相位φi,φi=tg-1(Q(i)/I(i)),Q(i),I(i)分别为正交双通道下变频值,再计算相邻点之间的相位差Δφi,依据相位差可测得到信号的频率值fi,若是用查找表法求相位,要用很大的ROM资源存储(Q(i)/I(i))映射到φi的值。本软件采用CORDIC算法多次迭代求相位φi。相位的精度取决于迭代的次数,迭代的次数越多,越无限逼近实际相位。但是受限于窄脉冲的测量,迭代次数又不能太长,太长则无法有效测得窄脉冲的相位和频率,本系统的最窄脉冲为0.5μs,本模块中相位是根据CORDIC算法的矢量模式取23级流水迭代而得。该模块频率值用30位二进制数表示,精确到赫兹。实际测的频率值是中频的频偏值,最终的射频频率值在数据处理和传输模块中考虑不同情况分别计算。由于直接相位差法测频对噪声的影响比较敏感,因此最后需通过多点平均可获得高精度的频率。

将中频采样的中频信号送入信号求模模块,同样先将信号数字下变频(DDC),由于信号脉宽与采样的样本点有关,样本点越多,分辨率越高。为提高脉宽测量的精度,中频经数字下变频滤波后的数据只1/2抽取。直接经32阶FIR滤波器滤波并1/2抽取后数据率降为原来的1/2,将该信号送入信号求模模块,对正交的I/Q信号求模,也就是数字检波,以往的求模也是采用ROM查找表法,在不影响精度的前提下求模采用近似算法[9],该算法只有乘加运算,适合在FPGA中运用,计算公式如下:

abs(L)=max(abs(I),abs(Q))abs(S)=min(abs(I),abs(Q))

模值:

近似求模运算法最大偏差不超过0.12 dB。

因为求模并不是目的,求模只是为了提取脉冲沿的信息,有了沿的信息就可得到脉冲到达时间及脉宽信息。根据求得的模值特征设定比较门限,当模值超过门限时即可判定是脉冲信号,当判定是上沿时开始计数,当判定是下沿到达时停止计数,计算上下沿的总长度即为脉宽,本摸块的脉宽测量精度可达20 ns左右。

RS 422异步接口模块主要是实现直接对计算机板的RS 422异步串口通信,用以接收计算机发送过来的GPS时间数据,RS 422串口波特率是14 400 b/s,发送数据8位,起始一位0,停止一位1,每个字节共10位,接收任务是该模块通过用将采样时钟经数字锁相环锁相输出的16倍串口波特率的时钟将RS 422串口数据可靠地接收下来,确保在数据中间取数,每个字节先发低位,依据该GPS时间数据结合秒脉冲在本模块内继续计时,以供数据传输时实时取数打包结合其他参数形成脉冲描述字。

数据处理及实时传输模块:本模块先对来自频率测量模块的频率值作自适应多点求均值处理,所谓自适应即是自动调整求均值样本点数,有8点平均,16点平均,32点平均等,因为CORDIC算法采用了23级流水迭代,在窄脉冲的情况下有效数据只有一两个,因此在满足窄脉冲测量精度的前提下,尽可能采用多点平均,这样可提高宽脉冲的测频精度。再结合各波段各频段的情况计算出此时模拟辐射源的射频频率值。最终上传的频率值是发射射频信号频率值,需重新计算射频频率值,计算公式为:射频频率值=各波段中心频率值+各频段中心频率值+频偏值,此时的频率值为30位,精确到赫兹,受高重频传输数据的限制,不可能传输长序列数据,在满足测量指标要求前提下对频率值作截位处理,用19位二进制数表示,此时频率值精确到1 kHz。

本软件有一个200 MHz计数器作为本机秒脉冲接续计数的时钟,秒脉冲的前沿触发复位并开始计数,循环计数,因此秒脉冲的计数精度为5 ns。脉冲到达时间TOA的计算是当判定的脉冲上沿到达时记下此时的计时的时间值。因此TOA的精度也为5 ns。

另外来自RS 422接口模块的GPS时间数据在此接续计时,形成时分秒时间值,该时间值也比外送的GPS时间值精度高得多,这都得益于FPGA采用了EP2SGX90系列器件,能够运行200 MHz时钟。最后GPS计时值与频率值,脉宽值和TOA值按传输协议形成脉冲描述字(PDW)通过RS 422同步串口以10 Mb/s数据率实时发送出去,传输是当最后一个测量参数计算出来后开始打包发送。参数测量数据为同步串行一帧一帧传输,每帧88 b,每个重频周期传送一次,数据格式为:字头5H(4 b)+GPS时分秒(17 b)+频率值(19 b)+脉宽(16 b)+TOA值(28 b)+字尾AH(4 b)。

5 结语

本系统的参数测量模块实际上是软件无线电的应用,软件大框架不变,只要修改部分参数就可完成不同的任务。如只要改变NCO的频率字(FTW),并修改滤波器系数,就可完成不同中频及带宽的信号采样及下变频处理,因此使用硬件描述语言编程完成了大部分硬件功能或硬件不方便实现的功能,使硬件的设备量大大减少,系统成本也大幅降低,设计也更灵活。本软件已在某雷达产品中使用,验证,效果良好,具有一定的借鉴和示范作用,可适用于通信,雷达及电子对抗领域。

参考文献

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