温度补偿技术

温度补偿技术（精选8篇）

篇1：温度补偿技术

摘要：本文详细地介绍了光敏Z-元件、磁敏Z-元件以及力敏Z-元件的温度补偿原理与补偿方法，供用户利用光、磁、力敏Z-元件进行应用开发时参考。

关键词：Z-元件、敏感元件、温度补偿、光敏、磁敏、力敏

一、前言

半导体敏感元件对温度都有一定的灵敏度。抑制温度漂移是半导体敏感元件的常见问题，Z-元件也不例外。本文在前述文章的基础上，详细介绍Z-元件的温度补偿原理与温度补偿方法，供光、磁、力敏Z-元件应用开发参考。

不同品种的Z-元件均能以简单的电路，分别对温、光、磁、力等外部激励作用输出模拟、开关或脉冲频率信号[1][2][3]，其中后两种为数字信号，可构成三端数字传感器。这种三端数字传感器不需放大和A/D转换就可与计算机直接通讯，直接用于多种物理参数的监控、报警、检测和计量，在数字信息时代具有广泛的应用前景，这是Z-元件的技术优势。但由于Z-元件是半导体敏感元件，对环境温度影响必然也有一定的灵敏度，这将在有效输出中因产生温度漂移而严重影响检测精度。因而，在高精度检测计量中，除在生产工艺上、电路参数设计上应尽可能降低光、磁、力敏Z-元件的温度灵敏度外，还必须研究Z-元件所特有的温度补偿技术。

Z-元件的工作原理本身很便于进行温度补偿，补偿方法也很多。同一品种的Z-元件，因应用电路组态不同，其补偿原理与补偿方法也不同，特就模拟、开关和脉冲频率三种不同的输出组态分别叙述如下。

二、模拟量输出的温度补偿

对Z-元件的模拟量输出，温度补偿的目的是克服温度变化的干扰，调整静态工作点，使输出电压稳定。

1．应用电路

Z-元件的模拟量输出有正向(M1区)应用和反向应用两种方式，应用电路如图1所示，其中图1(a)为正向应用，图1(b)为反向应用，图2为温度补偿原理解析图。

2．温度补偿原理和补偿方法

在图2中，温度补偿时应以标准温度20℃为温度补偿的工作基准，其中令：

TS：标准温度

T：工作温度

QS：标准温度时的静态工作点

Q：工作温度时的静态工作点

QS￠：温度补偿后的静态工作点

VOS：标准温度时的输出电压

VO：工作温度时的输出电压

在标准温度TS时，由电源电压E、负载电阻RL决定的负载线与TS时的M1区伏安特性（或反向特性）相交，确定静态工作点QS，输出电压为VOS。当环境温度从TS升高到T时，静态工作点QS沿负载线移动到Q，相应使输出电压由VOS增加到VO，且VO＝VOS＋DVO，产生输出漂移DVO。若采用补偿措施在环境温度T时使工作点由Q移动到QS￠，使输出电压恢复为VO，则可抑制输出漂移，使DVO＝0，达到全补偿。

(1)利用NTC热敏电阻

基于温度补偿原理，在图1(a)、(b)中，利用NTC热敏电阻Rt取代负载电阻RL，如图3(a)、(b)所示，温度补偿过程解析如图2所示。

在图3电路中，标准温度TS时负载电阻为Rt，当温度升高到工作温度T时，使其阻值为Rt￠，可使静态工作点由Q推移到QS￠，由于Rt.

(2)改变电源电压

基于温度补偿原理，补偿电路如图4(a)、(b)所示，图5为补偿过程解析图，其中负载电阻RL值不变，当温度由TS升到T时，产生输出漂移DVO，为使DVO=0，可使ES相应增大到ES￠，若电源电压的调整量为DE，且DE= ES￠-ES，要满足DE=-KDVO的补偿条件，可达到全补偿。其中，K为比例系数，“负号”表示电压的改变方向应与输出漂移方向相反，比例系数K与负载线斜率有关，可通过计算或实验求取，且：

为了得到满足补偿条件的按温度调变的电源电压，实际补偿时可采用缓变型 pTC热敏电阻、NTC热敏电阻或温敏Z-元件来改变电源电压E，达到补偿的目的：

①采用缓变型pTC热敏电阻

采用缓变型pTC热敏电阻的补偿电路如图6所示。

在图6中，Z-元件与负载电阻RL构成工作电路，工作电路的直流电源电压E由集成稳压电源LM317电路供电，Rt为缓变型热敏电阻，采用热敏电阻Rt的LM317电路的输出电压为：

按温度补偿要求，当温度增加时，电源电压E应该增加，Rt应该增加，故Rt应选缓变型pTC热敏电阻。R2用于设定电压E的初始值，合理选择pTC热敏电阻Rt的初始值及其温度系数，使之满足DE=-KDVO的补偿条件即可达到补偿的目的。

②采用NTC热敏电阻

因缓变型pTC热敏电阻市售较少，而且补偿过程中温度系数也难于匹配，多数情况应采用NTC热敏电阻。

若采用NTC热敏电阻进行补偿时，也可采用图6所示电路，但要把R1与Rt互换位置。

当采用NTC型热敏电阻时，为了便于热敏电阻的补偿匹配，可利用运算放大器，实际补偿电路如图7所示。

在图7中，Rt为NTC热敏电阻，A为由单电源VCC供电的反相输入运放构成的比例放大器，通过该运放的反相作用，使LM317的输出电压EO适合工作Z-元件工作电压E的补偿极性要求。例如，温度升高时，EO下降，E增加；反之温度降低时，EO增加，E减少。该补偿电路的另一优点是，可通过运放比例系数的附加调整便于NTC热敏的补偿匹配。

(3)差动补偿

①并联差动补偿

运放的第一级几乎没有例外均采用差动电路，并利用差动电路的对称性和元器件特性的一致性来补偿温度漂移。Z-元件也可采用这种方法，补偿电路如图8所示。其中，图8(a)为正向应用，图8(b)为反向应用，图8(c)为实际补偿电路。其中Z为工作Z-元件，ZC为补偿Z-元件，RL与RC为相应的负载电阻。

补偿原理：对差动对称电路，当左右两侧工作Z-元件Z与补偿Z-元件ZC的静态伏安特性与动态温度系数完全一致，以及电阻RC与R阻值及其温度系数也完全一致时，采用浮动输出，因始终保持VO=VOC，当环境温度改变时，也不会产生温漂，而工作Z-元件有其它外部激励作用(如光、磁、力等)时，则可产生有效输出。

理论上，若左右元器件完全对称，在标准温度TS时，浮动输出DVO=VO-VOC=0，当温度升高到工作温度T时，因左右两支路电流同步增加，DVO=VO-VOC=0仍然成立。实际上，左右两支路元器件不可能完全对称，特别是Z-元件有一定的离散性，使DVO不可能完全为0。因而，除按补偿精度要求，对Z-元件的一致性进行严格筛选外，在电路上应采用辅助调整措施，如图8(c)中利用电位器RW。

②串联差动补偿

并联对称补偿的缺点是浮动输出，为变成单端输出还需要一个双端输入到单端输出的转换电路。采用串联对称补偿可克服这一缺点。

串联对称补偿的原理电路如图9所示。其中图9(a)为正向应用，图9(b)为反向应用，图9(c)和(d)为实用化补偿电路。

补偿原理：该补偿电路为“上下对称”结构，元器件的一致性要求与并联对称补偿的要求相同。在标准温度TS时，工作电流流过上下分压支路，使输出电压VO=E/2。温度升高到工作温度T时，工作电流虽然增加，但输出电压VO仍为E/2，不产生温度漂移。而工作Z-元件当有其它外部激励作用时，可产生有效输出。

该补偿电路的缺点是静态输出电压不为零，为使静态输出电压为零，需附加电平位移电路。

三、开关量输出的温度补偿

开关量输出电路示于图10，(a)为电阻接地，(b)为Z-元件接地。开关量输出的温度补偿与模拟量输出的温度补偿相比，两者的补偿目的不同。后者是模拟信号，当温度改变时，引起静态工作点偏移，通过补偿调整静态工作点，使输出电压恢复稳定。前者是数字信号，数字信号的温度稳定性及其补偿技术是一个新问题。在研究开关量输出补偿原理与补偿方法之前，必须先引入有效跳变与跳变误差的新概念。

1．有效跳变与跳变误差

温、光、磁、力四种Z-元件均可相应构成温控、光控、磁控、力控开关，提供开关量输出，用于对物理参数的监控与报警。其中，除温控开关外，对这些控制开关的基本要求是应具有温度稳定性。也就是说，在光、磁或力等外部激励作用下，并达到设定值时，应准确地产生输出跳变，称为有效跳变。而不应受环境温度影响产生跳变误差。由于开关量输出是数字信号，其跳变误差也必然是两种极端的情况，为研究方便分别定义为超前跳变误差和滞后跳变误差。实际上，由于Z-元件的Vth值是温度的函数，当环境温度改变时，因受Vth变化的影响，超前与滞后两种跳变误差都有可能发生。

若环境温度升高，使Vth下降，当满足状态转换条件VZ3Vth时，外部激励虽未达到设定值，可能产生“不该跳也跳”的超前跳变误差；反之，若环境温度降低，使Vth增加，这时外部激励虽已达到设定值，但由于不能满足状态转换条件VZ3Vth，则可能产生“该跳不跳”的滞后跳变误差。

为克服这两种跳变误差，在电路设计时必须考虑温度补偿技术。因此，对光、磁、力敏Z-元件构成控制开关的设计原则是：在外部激励作用下，必须能够满足状态转换条VZ≥Vth，而产生有效跳变；而当环境温度变化时，则不应满足转换条件VZ≥Vth，不致产生跳变误差。前者通过合理地选择静态工作点来达到，后者则应采用温度补偿技术加以保证。

2．温度补偿原理

上面已经分析过，因为Z-元件的Vth、Ith对温度有一定的灵敏度，所以Z-元件的开关量(光、磁和力敏)输出会产生超前跳变和滞后跳变误差。

使用者在设计电路时，是依据有效激励(光、磁和力等)的大小来确定静态工作点QS，这时Z-元件两端的电压为VZS，并具有下述关系：

Vth-VZS=DV(1)

当T(℃)升高时，因Vth减小，DV就减小。当减小到DV=0时，即VZS =Vth时，就产生了超前跳变误差；同理，当T(℃)下降时，因Vth增大，DV就增大，以至于大到有效激励作用时，也不产生跳变，这就产生了滞后跳变误差。当我们选定负载电阻RL值和电源电压ES后，静态工作点QS就确定了。因此，Z-元件开关电路设计的着眼点应在于DV 的取值。既要保证Z-元件在有效激励时，能产生有效跳变；而通过温度补偿又能保证DV的初始设计值不随温度变化，即可消除超前跳变误差和滞后跳变误差。

3．温度补偿方法

(1)负载电阻的确定

图11(a)是开关信号电路的工作解析图，图11(b)是开关信号的波形图。开关量输出的输出低电平VOL不是直线，其变化规律以及跳变幅值与M1区特性和静态工作点的设置有关，这是Z-元件开关量输出的特有问题。为保证应用中有足够大的跳变幅值，输出低电平不致太高，必须合适的设置静态工作点，因而当电源电压一定时，合理的选择负载电阻RL的值十分重要。

Z-元件在没有输出开关信号，即工作在M1区时，其功耗是很小的，只有工作 在M3区时，其功耗才增大。从图11(b)可知，开关信号的低电平不是常数，因VOL=IZRL，当温度升高时，IZ增大使VOL增大，而且负载电阻RL越大，低电平增大值也越大，因此，为了降低VOL，要求RL越小越好。由于受Z-元件功耗的限制，RL不能无限制的减小，为了Z-元件安全工作和降低电源的耗电，可选择Z-元件的工作功耗为额定功耗的1/5，即pZ=0.2pM，pZ=0.2pM=IZVZ=IfVf。通过下述计算即可求出合适的负载电阻RL值：

按照产品标准的规定：

Vf≤Vth/3

取：VZ=Vf=Vth /3，If=(E-Vf)/RL=(Vth-Vf+IthRL)/RL

因为IthRL很小，忽略不计，所以： ，所以：（2）

(2)电源电压ES的确定

由图12可知

ES=VZS+IZSRL

= Vth –DV+ IZSRL

因为IZSRL很小，只有0.1~0.2V，所以将其忽略不计，常温下电源电压ES为：

ES ≈Vth –DV

考虑到电源电压调变时，可能存在误差，初始设计的DV值不能过小，其最小值建议为(5~10°C)Sp（Sp为阈值点的温度灵敏度）。所以：ES= Vth +(5~10°C)Sp(3)

(3)同步改变电源电压

从图12我们知道，当温度上升到T1时，阈值点p将左移至p1点，若通过补偿能自动将电源电压由ES调整到E1，使工作点从QS左移至Q1，并使(1)式成立，DV即可保持不变，此时Vth1 –VZ1 =DV；当温度下降到T2时，p点将右移至p2点，若将电源电压ES由ES自动调整到E2，并使(1)式成立，DV仍可保持不变，此时Vth2 –VZ2 =DV即可消除跳变误差，达到补偿。

在T1时，电源电压为E1： E1= Vth1+(5~10℃)Sp = Vth +(T1-T)Sp+(5~10℃)Sp

在T2时，电源电压为E2：E2= Vth2+(5~10℃)Sp = Vth +(T2-T)Sp+(5~10℃)Sp

在工作温度范围T2~T1间电源电压的调变量为DE：

DE＝E2-E1=(T2-T1)Sp（4）

从(4)式可以看出，该开关量输出电路的电源，应该是具有负温度系数的直流电源，该电源可选用图6中的电源E，只需把Rt换成NTC电阻，或用图7中电源EO。

四、脉冲频率输出的温度补偿

1．应用电路

Z-元件的脉冲频率输出有不同的电路组态，其应用组态之一如图13所示。该电路当电源电压E恒定时，在光、磁或力等外部激励作用下，输出端VO可输出与外部激励成比例的脉冲频率信号，称为有效输出，波形为锯齿波，如图14所示。作为半导体敏感元件，由于环境温度对有效输出也具有一定灵敏度，这将严重影响有效输出的检测精度，当环境温度变化较大或检测精度要求较高时，必须通过温度补偿对温漂加以抑制。

2．温度补偿原理

Z-元件的输出频率f与工作电压E有关，与电路结构以及参数有关，也与使用环境温度有关。当电路结构以及参数一定时(C=0.1mF，RL=15kW)输出频率f仅与工作电压E和工作温度T有关。为研究温度补偿原理，确定合适的补偿方法，特列出三者的隐函数关系：f = F(T , E)

如果把Z-元件构成的频率输出电路看成是一个线性系统或者可进行线性化处理时，可利用叠加原理对该隐函数求其偏微分：

当电源电压改变DE，并恰好克服由温度变化DT对输出频率的影响时，输出频率将保持不变，即Df = 0，则：

若设： 为温度灵敏度, 为电压灵敏度，进而得：STDT=-SE DE

为进一步定量地确定电压E和温度T之间的补偿关系，可定义温度补偿系数C为： [°C/V]

补偿系数C的物理意义是，工作电压E每改变1V时，能补偿温度变化多少度所引起的输出频率f 的温漂。显然，SE越大，或ST越小，使补偿系数C越大，越便于进行温度补偿。其中，“负号”表示为实现温度补偿，电压E的改变方向应与温度变化的方向相反。补偿系数C确定后，可按补偿系数要求设计补偿电路，实现温度补偿。

篇2：温度补偿技术

光纤陀螺温度建模及补偿技术研究

研究了干涉式光纤陀螺的`温度补偿问题.首先分析了光纤陀螺仪温度漂移的主要影响因素,并应用人工神经网络与数理统计方法建立了陀螺仪的温度补偿模型.最后对某型号陀螺进行了0～50℃环境温度下的大量恒温及变温实验,通过实验数据完善所建模型并完成了对该陀螺的温度补偿.实验结果表明:在特定温度环境下,该方法能够有效地改善光纤陀螺仪零偏稳定性.

作 者：冯丽爽 南书志 金靖 FENG Li-shuang NAN Shu-zhi JIN Jing 作者单位：北京航空航天大学仪器科学与光电工程学院光电工程系,北京,100083刊 名：宇航学报 ISTIC PKU英文刊名：JOURNAL OF ASTRONAUTICS年，卷(期)：27(5)分类号：V241.5关键词：光纤陀螺 温度 补偿 神经网络 数理统计

篇3：光纤光栅温度补偿技术研究

1 光纤光栅传感原理

根据光纤光栅的耦合模理论, 均匀非闪耀光纤光栅可将其中传输的一个导模耦合到另一个沿相反方向传输的导模而形成窄带反射波, 反射波峰值波长λB随应变和温度的偏移量∆λB为:

式中:

∆λB为光纤光栅波长偏移量;λB0为环境温度下的自由波长;pe为光纤的有效弹光系数;∆T为温度的变化量;α为光纤的热膨胀系数, 表示光栅周期随温度的变化率, —光纤光栅的热光系数, 表示折射率随温度的变化率,

以式 (1) 为物理基础, 利用光纤光栅可以测量应变和温度, 即构成光纤光栅传感器。

从式 (1) 可以看出, 温度和应变都会影响光纤光栅的波长偏移, 因此, 若测量与应变有关的物理量, 就需要补偿温度T的响应。如何补偿温度是科研人员潜心研究的问题。

2 温度补偿方法

目前, 温度补偿方法分为两类:硬件补偿法, 即根据弹性元件自身的特点, 测量光纤光栅反射波峰值波长差或反射波带宽消除温度的影响;模型法, 即通过监测温度信号, 建立输入输出模型进行温度补偿。

2.1 硬件补偿法

2.1.1 测量峰值波长差

将两个相同光纤光栅布置在梁上下表面相同的位置, 形成差动结构, 测量两个光纤光栅峰值波长的差;或者将一根光栅分成两部分, 一部分处于自由状态, 敏感温度, 另一部分利用聚合物结构封装起来或粘贴在弹性元件上, 敏感温度和应力, 通过测量两部分光纤光栅的峰值波长差消除温度的影响。

2.1.2 测量带宽

在任意温度下, 只要光纤光栅整体的温度保持一致, 则光纤光栅各点因温度而引起的变化就是相同的, 即环境温度仅对光纤光栅反射波长有影响, 不影响带宽。根据这一原则, 将光纤光栅斜向粘在等腰三角形梁的侧面[3]等。

利用硬件补偿温度需要寻找弹性元件具有特殊的应变区域, 或者人为制作具有特殊应变区域的弹性元件, 方法不灵活。而且, 由于光纤光栅就是光纤上的一段, 光纤光栅的栅区位移不易确定, 增加粘贴工艺难度。

2.2 模型法

模型法是利用多传感器技术改善传感器性能的基本方法。所谓模型法, 就是当待测量传感器存在干扰量时, 若要消除干扰量的影响, 就要有测量干扰量的传感器, 从而建立测量待测量和干扰量的多传感器系统, 通过不同算法建立输入输出关系, 进而得到剥离温度影响的非温待测量, 其框图如图1所示。由图1可见, 利用模型法分为两步, 一是待测量x与温度T的双传感器系统的研制;二是温度补偿算法。模型法灵活, 易行, 不受弹性元件、乃至测量原理的限制。

2.2.1 待测量x与温度T的双传感器系统

目前, 光纤光栅待测量x与温度T的双传感器系统可以归纳为两类:双光纤光栅, 包括不同种类、不同光栅常数的两个光纤光栅;光纤光栅与其他类型传感器组成双传感器。

双光纤光栅。将不同直径的光纤熔接, 然后在熔接处写入光栅使得同一光栅分布在不同直径的光纤上, 进而具有不同的光栅常数, 两部分光纤光栅同时敏感温度和非温待测量形成双传感器。HB Liu等人利用聚合物和熔融石英两种材料制成的光纤光栅组成双传感器测量温度和压力。

光纤光栅与其他类型传感器。C Ferna'ndez-Valdivielso等人利用热致变色材料测量温度和光纤光栅组成双传感器系统。ST.Oh等人[6]提出利用光纤光栅在写入过程中形成的双折射效应产生极化损耗与温度与应变的关系和光纤光栅的反射波长与温度和应变的关系形成双传感器区分测量温度和应变。

2.2.2 温度补偿算法

(1) 线性回归分析算法。

目前, 光纤光栅传感器进行温度补偿采用的算法主要是定常系数线性回归算法, 其思路是利用式 (1) 进行的, 即设定温度T和非温待测量x与光纤光栅波长的变化都是线性关系, 建立输入输出模型。利用式 (1) 进行温度补偿的定常系数线性回归算法思路简单, 易于理解。但是, 实际上, 式 (1) 只是光纤光栅反射波峰值波长与应变和温度关系的线性近似, 没有考虑温度与应变交叉项的影响。尤其是大量程的测量, 非线性更加严重, 而且, 式 (1) 中的常系数也不再固定。如果建立更加严谨的、严密的关系式, 则式 (1) 必然是高阶多项式的非线性方程, 就使得系数矩阵复杂, 增大处理难度。因此, 需要寻求新的温度补偿算法。

(2) 机器学习算法。

BP神经网络补偿温度影响的研究:BP神经网络已经在模式识别等领域得到成功应用。利用BP神经网络进行温度补偿包括以下步骤:形成训练样本和检验样本, 它包括输入输出数据的归一化处理、训练样本和检验样本的选定;建立BP神经网络模型;网络补偿效果评价。通过对光纤光栅聚合物传感器进行温度补偿发现, 该方法有效。

支持向量机补偿温度影响的研究:支持向量机 (Support Vector Machine, SVM) 是一种新的机器学习方法, 其基础是Vapnik创建的统计学习理论。SVM采用结构风险最小化 (Structural Risk Mini mization, SRM) 准则, 在最小化样本点误差的同时, 最小化结构风险, 提高了模型的泛化能力。基于以上优势, SVM已经在系统辨识[12]等多个领域得到应用, 取得了较好的效果。

利用SVM补偿的步骤包括将经过预处理的标定数据分成训练样本和检验样本、利用训练样本优化模型参数, 包括核函数、惩罚因子和表征核函数的参数等。将其用于光纤光栅传感器进行温度补偿收到了很好的效果。

3 结语

温度补偿是困扰科研人员的难点。本文分析了不同的温度补偿方法, 并对用于温度补偿的算法进行分析。可以看出, 线性回归算法可以补偿温度的影响, 但是它的应用是有限的。机器学习法, 包括神经网络和支持向量机等, 应用方便, 灵活, 在光纤光栅传感领域具有一定的前景。

摘要：光纤光栅同时敏感温度和应变。因此, 在测量与应变相关的物理量时, 需要补偿温度的影响。本文综述目前用于温度补偿的算法。这些算法包括需要建立输入输出解析表达式的回归分析法和不需要建立解析表达式的机器学习法。这些方法都可以实现温度补偿, 但是, 相比之下, 机器学习法更为灵活, 方便, 在光纤传感领域具有一定的应用前景。

篇4：温度补偿技术

关键词：控温仪表；温度传感元件；热电阻；温度补偿；环境温度 文献标识码：A

中图分类号：TP216 文章编号：1009-2374（2015）18-0085-02 DOI：10.13535/j.cnki.11-4406/n.2015.18.044

控温仪表是一种控制温度的智能温度控制仪表，它采用了全数字化集成设计，具有多重PID调节、输出功率限幅曲线编程、实时数据查询等功能。控温仪表主要是通过温度传感器对环境温度自动进行采样、及时监控，当环境温度比控制设定值高时就会控制电路启动。

1 控温仪的简介

1.1 控温仪表的组成与工作原理

控温仪表对于许多工程都有着极大的作用，而下面将简单介绍控温仪表的组成。该系统主要是由恒温箱系统以及压力测量系统两大部分组成的，而恒温箱也包括许多部分。恒温系统包括电热系统、制冷系统、恒温工作区域、温度精密控制系统、冷热量混合交换机循环系统、保温系统、观察窗系统等，其中主要的就是制冷系统。它主要的作用就是降温，采用的是制冷量两档可调的复叠式机械制冷系统，还有主要的就是温度控制系统。温度系统包括电热温度控制部分和制冷温度控制部分。而对于压力测量系统来说，既然是压力测量，就必须有压力测量标准系统和被测压力仪表系统。除此之外，还有精密压力源、压力管路以及相关的压力阀门等。整个控温仪表的工作原理相对复杂些，其主要是根据热电阻的热效应，它是电阻测量温度的主要原因，会随着温度的变化而变化，因此只要测量出电阻就可以直接看出温度的变化。

1.2 控温仪表发生故障的原因

控溫仪表有的时候会出现故障，而导致其出现故障的原因有很多。有时候仪表各个系统的错误就会导致整个控温仪表的错误，有的时候利用曲线分析温控仪表会出现问题从而导致整个数据错误。记录曲线就是在控温仪表的工作过程中会记录温度变化的曲线。但是有的时候记录曲线出现问题，从而导致曲线变为直线变化甚至没有任何的变化，还有就是仪表所显示的温度不合理。一般来说，测温仪的上区升温要比其下区升温慢得多，但是由于一系列故障会导致结果恰恰相反。还有许多的突发情况导致控温仪表发生故障。比如控温仪的指针突然不动了，就会使测出的温度不准确，出现误差。有的控温仪表是有一定温度限制的，如果所测量的事物的温度高出或者低于控温仪表的范围的话，控温仪的指针就不能达到其真实的温度，甚至会烧坏热电阻丝。热电阻温度也会产生误差。一般热电阻是线性的，这样测量的温度更加准确，但是如果测量的温度值不在规定范围内就会出现非线性的问题，这样测量得就不够精确。在控温仪的工作工程中，热电阻的引线一直会处于被测温度的环境之中，从而导致其受到的波动较大，最终精确度出现问题，严重影响了控温仪表的工作与精确度。

1.3 热电阻的主要种类

控温仪表的主要部分就是热电阻。热电阻的质量决定了控温仪表的精密度。热电阻分为很多类：普通型热电阻，即通过热电阻组织的变化来直接测量温度的变化；铠装热电阻，它主要就是由感温元件、引线、不锈钢套管等组合而成的坚实体，体积更小，性能更好；断面热电阻，主要是由特殊处理的电阻丝缠绕制成，然后贴在温度计的端面，能够快速地测量出被测事物端面的实际真实温度；隔爆型热电阻，它的接线盒非常特殊，把其外壳内部爆炸性混合气体因受到火花或电弧等影响而发生的爆炸局限在接线盒内，生产现场不会引超爆炸。

2 对控温仪表的温度补偿

2.1 如何防治控温仪表的故障

对于控温仪表的故障一定要及时修护，以保证其正常运行。最主要的就是加强控温仪表的修护。对于控温仪表，要对其进行定期修护。对于记录曲线的故障，要检查其参数是否有误差，如果没有的话，再继续检查控温仪表的系统，直到找到出现问题的原因。对于仪表显示温度的异常问题，工作人员首先要检查上区控温仪，检测是否是由于上区仪表故障导致升温变快；如果上区一切正常，那么一定是由于下区控温仪升温太慢造成的，需要对测量下区温度的热电偶进行检查，可能是由于热电偶在使用时未加保护套管，直接使用其热电偶芯子以致使热电偶在接近根部处与电阻炉电源接线柱保护罩相碰，造成短路。除此之外，在购买控温仪表的方面要做好监督与质量的检测。要杜绝企业为了追求利益而向机器厂购买质量不好的控温仪表，这样既浪费了资源，还可能在工作过程中出现危险。

2.2 弥补仪表的温度趋向

如果控温仪表的温度传感热电阻是非线性的话，就会对控温仪表的精确度产生非常严重的影响，因此，相关工作人员要尽量弥补控温仪表的温度趋向。如果热电阻是非线性的，绘制的图样就是曲线，但是可以通过制热电阻温度采样的区间的割线来近似代替电阻与温度的曲线，如果要追求更高的精确度的话可以采用以下办法：可以在桥路中对非线性的热电阻进行非线性补偿。计算供给测量桥路的直流稳压电源大多是在5～6V的电压条件下工作，但是实际上的工作电压由于一系列原因不一定是5V的，这样的话就需要在实际的测量过程中尽量弥补控温仪表温度传感元件的热电阻温度，对于桥路进行调整以保证仪表在测量过程中的电阻与放大器输出的电压在规定的范围内，从而减小误差，弥补控温仪表的温度趋向。这种方法虽然比较复杂，但是改正后大大地提高了控温仪表的精确度。除此之外，还可以使用改进型使用有源电桥，这样的话也可以弥补控温仪表传感元件热电阻温度，减少测量误差。

2.3 加强专业工作人员的素质

由于技术人员的专业水平有所差异，因此，控温仪表在操作时会出现许多突发问题。因此，相关部门要多引进一些专业素质强的工作人员，相关企业应该注重人才的培养和引进。还有就是现在的控温仪表也会涉及到计算机技术和一些网络技术等高级的技术，使它更向信息化发展，相关企业还应该培养一些专门型人才，使人才利用率更高，建立高素质、高专业的人才团队来减少控温仪表在使用过程中所产生的问题。

3 结语

现在发现的控温仪表的传感元件的温度补偿方面的问题就有许多原因，但是在相关人员的研究下也都有了解决办法，相信在以后人们会对控温仪表的传感元件的温度补偿方面有更好的方法进行完善。

参考文献

[1] 王妍萍，曲冬辉，高勇.纺丝机高频加热器温度控制系统的设计与开发[J].北京服装学院学报（自然科学版），2013，（3）.

[2] 刘朝华，戴怡，石秀敏，杨雪翠.西门子840D数控系统温度误差补偿的研究与应用[J].机床与液压，2014，（9）.

[3] 许斌.控温仪表温度传感元件热电阻温度的补偿[J].数字技术与应用，2014，（4）.

作者简介：范玲（1973-），女，黑龙江依安人，东北轻合金有限责任公司工程师，研究方向：仪表。

篇5：α射线露点传感器温度跟踪补偿

介绍了采用半导体探测器和温度传感器研制成的α射线露点传感器的工作原理.分析了α射线露点传感器的温度特性,表明测量范围较宽时,传感器的输出易受环境温度的影响,并且呈非线性.提出一种基于神经网络共轭梯度算法的α射线露点传感器温度跟踪补偿方法.利用神经网络共轭梯度算法具有逼近任意非线性函数的`特点,通过训练使神经网络建立在不同环境温度下传感器输出与其实际感受的电压值之间的非线性映射关系,实现α射线露点传感器温度补偿.计算机仿真表明,该方法不仅能有效地消除温度的影响,而且能在神经网络的输出端得到期望的线性输出.

作 者：莫长涛 陈长征 李刚 孙凤久 作者单位：莫长涛,孙凤久(东北大学理学院,辽宁沈阳,110004)

陈长征(沈阳工业大学诊断与控制中心,辽宁沈阳,110023)

李刚(哈尔滨商业大学基础部,黑龙江哈尔滨,150076)

篇6：温度补偿技术

摘要：用MSP430P315单片机的A/D转换器，实现阻性温度传感器的电阻检测；用查表和线性插值结合的方法，简化标度变换的算法结构。对电池电压的降低进行补偿的同时分析补偿电阻的精度对温度检测的影响。

关键词：单片机 线性插值 补偿 温度检测

引言

长期以来，人们在测量温度时，大部分使用常规的测量方法测量。检测精度要求较高时，调理电路复杂、A/D的位数高，使设计的系统成本居高不，很难普及。随着电子技术的发展，出现了很多功能完备的低功耗、低电压大规模集成电路，为设计便携式高精度测温系统提供了硬件基础。本文介绍的高精度便携式测温仪，使用了非常适合作低功耗便携式测试设备美国TI公司的MSP430P325为控制器，用Pt500铂电阻完成温度检测，检测的温度通过液晶显示器显示。本测试仪的测温精度达到0.03℃。

硬件电路设计

MSP430P325单片机内部集成了可切换的精密恒流源。精密恒流源的电流大小由外部精密电阻确定，同时内部又集成了6个14位的A/D转换器和液晶控制器。这样的内部结构，适合驱动性传感器。因此，可减少信号调理环节和显示环节的扩展，大大地简化了系统结构，效降低了系统功耗。

1.温度传感器数学模型

温度敏感元件采用铂电阻Pt500，在～630.75℃温度范围内铂电阻阻值与温度关系为

(本网网收集整理)

b=-5.847×10-7/(℃) 2

根据上式进行温度计算，需要求解二阶方程的解，计算程序复杂，精度也难以保证。为此本文使用表格法和线形插值法进行温度标度变换。方法如下：首先，以温度增加1℃对应的绝对电阻值建立120个表格，A/D转换结果与表格内的电阻值进行比较，直到Rn≤RM

2.MSP430P325单片机的A/D转换原理

MSP430系列单片机具有低功耗、高抗干扰、高集成度等优点。其中MSP430P325单片机具6有个通道14位A/D转换器，如图1所示。6个通道中A0～A3可编程为恒流源工作、适合于外妆电阻性、无源传感元件的应用场合。SVCC端是A/D转换的参考电压端，它可连接于片内的AVCC，也可由外部稳压源提供。A/D转换采用逐次逼近原理，由内部一个电阻网络生个开关电容网络配合D/A及比较器等电路来实现，由时钟ADCLK控制转换的进程。转换过程经过两卡，首先通过电阻阵列分压值与输入信号的比较来确定输入信号电压的范围，这个电压范围是将参考电压分成4等分，由低到高分别称范围A、B、C、D；然后由开关电容阵列逐位改变电容量，来搜索与输入信号最接近的电压值，由于电容量是以二进制幂排列的，完成搜索后开关的接通状态即为输入信号的A/D转换值。实际上的由电阻网络确定转换值的高2位，由开关电容网络确定了转换值的低12位。

当启动转换时在ACTL中设定了信号电压范围，实际已确定了转换数据的高2位，经过电阻网络的高2位判别就不必进行了，因此转换速度较快，它的转换速度为96个ADCLK周期。而如果启动转换时在ACTL中设定为自动搜索输入电压范围，ADAT中的将出现全部14位转换数据，这时转换时间增加到132个ADCLK周期。输入端输入信号是经过电阻型传感元件实现的，A/D输入端中的A0～A3，可以编程为恒流源输出端对传感元件供电。要实现这一功能，除了要对ACTL定义外，还要在引脚SVCC和REXT之间连接一个外接电阻，以构成恒流源，恒流由A/D输入端输出。这时检测的信号是传感元件上的电压值。关系 为VIN=0.25×Vsvcc×RSEN/REXT。其中，Vsvcc是参考电压，RSEN是传感元件电阻，REXT是构成恒流源的外接电阻，VIN即为在传感元件上检测到的电压值。A/D转换的精度较高时，数据低位受干扰的可能性也增大了。因此，MSP430P325单片机的模拟数字的供电是分开的，包括AVCC、AGND、DVCC、DGND等引脚。为保证A/D转换精度，在电路中不应将它们的简单地连接在一起。分成两组电源供电比较理想，但是在实际电路中往往难以做到。可采用在AVCC与DVCC之间加LC滤波去耦电路来隔离。在AGND与DGND间串入反向并联的二极管可使两点在电压低于0.7V时处于断开状态。空闲的输入端用作数字通道时，要防止对相邻模拟通道的干扰。这种干扰是经通道间的电容引入的。避免的方法是A/D转换期间避免数字通道出现信号跳变。由于A/D转换过程利用了开关电容网络，当信号源的内阻过大时会因RC常数过大而影响转换精度。A/D输入端的等待输入阻抗大约相当于2kΩ电阻与42pF电容的串联电路。ADCLK为1MHz时，信号源内阻低于27KΩ才能保证转换精度。

3.外加电阻与测试精度的关系

使用铂电阻进行测温时，外加电阻与恒流源电流之间的关系式为

ISET=0.25×VSVCC/RSET    (2)

式中：ISET为恒流源电流，VSVCC为电源电压，RSET为外加电阻。

铂电阻到地的电压VIN为

VIN=Rt(t) ×ISET    （3）

从式（2）中可以看出，影响铂电阻两端电压检测精度的因素有两种：一个是电源电压的波动，另一个是外加电阻的`精度和温度稳定性。从仪表使用情况来看，仪表的供电电池的电压随时间推移逐渐减小，如果没有相应的补偿方法，铂电阻的温度检测精度是无法保证的，因此本文提出如下补偿方法。

MSP430P325有4个恒流源输出A/D转换通道（可以切换的），在另一个通道接一个与外加电阻RSET相同阻值的电阻，每次A/D转换时进行电阻电压降低补偿。补偿方法如下：

恒流源给铂电阻供电时铂电阻两端电压为

VIN=0.25×VSVCC×Rt(t)/RSET    （4）

V=0.25×VSVCC×R/RSET    (5)

A/D转换以后铂电阻两端电压的数字量为Nx，固定电阻的两端电压的数字量N，因为A/D的转换精度和位数是一致的，因此得出如下结果：

Nx/N=Rt(t)/R    (6)

从式（6）可以看出，铂电阻两端电压的A/D转换结果与电源电压没有关系，这种方法也可以补偿芯片的基准电压离散性。要保证检测精度，外加的固定电阻R的精度是关键因素。如果温度检测范围为0～100℃，外加的固定电阻R的精度大小应如何选择？下面进行定量分析。

Nx/(N±ΔN)=Rt(t)/(R±ΔR)    (7)

式（6）和式（7）相除得出如下结果：

（N±ΔN）/N=(R±ΔR)/R    (8)

如果外加电阻RSET和R的阻值均为500Ω时，要求电阻精度影响数字量的大小为1LSB（温度检测精度0.03℃），那么电阻R的精度为0.02%。

结束语

篇7：数控机床误差实时补偿技术总结

数控机床实时误差补偿技术的学习总结

第1章

绪论

制造业的高速发展和加工业的快速提高，对数控机床加工精度的要求日益提高。一般来说，数控机床的不精确性是由以下原因造成：

[1] 机床零部件和结构的几何误差； [2] 机床热变形误差； [3] 机床几何误差；

[4] 切削力（引起的）误差； [5] 刀具磨损误差；

[6] 其它误差源，如机床轴系的伺服误差，数控插补算法误差。

其中热变形误差和几何误差为最主要的误差，分别占了总误差的45％、20％。提高机床加工精度有两种基本方法：误差防止法和误差补偿法（或称精度补偿法）。

误差防止法依靠提高机床设计、制造和安装精度，即通过提高机床本书的精度来满足机械加工精度的要求。由于加工精度的提高受制于机床精度，因此该方法存在很大的局限性，并且经济上的代价也很昂贵。误差补偿法是认为地造出一种新的误差去抵消当前成为问题的原始误差，以达到减小加工误差，提高零件加工精度目的的方法。误差补偿法需要投入的费用很小，误差补偿技术是提高机床加工精度的经济和有效的手段，其工程意义非常显著。

误差补偿技术（Error Compensation Technique，简称ECT）是由于科学技术的不断发展对机械制造业提出的加工精度要求越来越高、随着精密工程发展水平的日益提高而出现并发展起来的一门新兴技术。误差补偿技术具有两个主要特性：科学性和工程性。1．机床误差补偿技术可分为下面七个基本内容：

[1] 误差及误差源分析；

[2] 误差运动综合数学模型的建立；

[3] 误差检测；

[4] 温度测点选择和优化布置技术； [5] 误差元素建模技术；

[6] 误差补偿控制系统及实施； [7] 误差补偿实施的效果检验。2．数控机床误差补偿的步骤：

[1] 误差源的分析和检测；

[2] 误差综合数学模型的建立； [3] 误差元素的辨识和建模； [4] 误差补偿的执行； [5] 误差补偿效果的评价。

3．数控机床误差补偿技术研究的现状：

[1] 过长的机床特性检测和辨识时间； [2] 温度测点布置位置优化； [3] 误差补偿模型的鲁棒性； [4] 误差补偿系统及实施；

[5] 五轴数控机床多误差实时补偿问题。4．数控机床误差补偿技术研究的发展趋势：

[1] 多误差高效检测方法；

数控机床误差实时补偿技术

[2] 多误差的综合补偿； [3] 多轴误差的实时补偿；

[4] 实时补偿控制系统的网络化、群控化； [5] 补偿的智能化与开放化。

第2章

数控机床误差及其形成机理

一、误差的概念

1.机床误差－机床工作台或刀具在运动中，理想位置和实际位置的差异（机床误差－位置误差）,或就称机床位置误差。机床精度-机床工作台或刀具在运动中，理想位置和实际位置的相符程度。2.加工误差－由刀具与工件相对运动中的非期望分量引起的。

3.运动误差--机床运动元件（如刀具与工件）之间的相对运动所造成的误差。

4.机床几何误差--是指机床上零、部件的制造与安装过程中因几何尺寸、位置等产生的偏差，造成机床上某些零件位置产生偏差，从而使得机床在刀具和工件相对运动中产生位置误差，最终表现在机床的加工精度上。运动误差--机床运动元件（如刀具与工件）之间的相对运动所造成的误差。5.热（变形）误差--机床温度变化引起变形造成的机床零件间相对位置及形状等误差。

6.力（变形）误差--机床受力（包括切削力、工件和夹具重力、装夹力，机床部件本身重力，等等）引起变形造成的机床零件间相对位置及形状等误差，也称刚度误差。7.加工误差－由刀具与工件相对运动中的非期望分量引起的。

二、误差的分类

1.分类一：静态误差、准静态误差、动态误差、高频误差 2.分类二：位置误差、非位置误差

三、数控机床几何误差元素

1.移动副误差元素分析

根据一个物体在空间运动有六个自由度，故机床移动部件在导轨上移动时共有6项误差，其中包括3项移动误差和3项转动误差，同时还存在3个垂直度误差。

Z-AXIS21 Error ComponentsVerticalPitch xyStraightness zyYawRoll yyzyHorizontalStraightness xyX-ZY-ZYLinearX-AXIS-AXISDisplacement yyX-Y SquarenessSxy

2.转动副误差元素分析

转动副绕转轴转动时存在六个误差元素，包括三个移动误差和三个转角误差。数控机床误差实时补偿技术

3.主轴误差元素

机床主轴旋转时存在五个误差元素，包括三个移动误差和两个转角误差。

四、机床热变形机理

金属材料具有热胀冷缩的特性，当机床处于工作状态时，由于机床运动部件产生摩擦热、切削热以及外部热源等引起工艺系统变形，这种变形成为热变形。

五、机床热变形形态及对策(一)机床热变形状况

1、普通车床的主轴箱温度高，其右边温度高于左边，主轴轴线被抬高并右高左低的倾斜；床身温度上高下低，故弯曲而中凸。

2、升降台铣床的主轴处温高，机床中部温高，故主轴被抬高并倾斜，立柱外翻；工作台温度上高下低，故弯曲而中凸。

3、卧式磨床主轴箱右侧处温高，故主轴向内倾斜。

4、立式磨床的立柱左侧温高，主轴被抬高并倾斜，立柱外翻。

5、龙刨或龙门铣的主轴右侧及床身上部温度高，故立柱向外倾斜，床身向上弯曲。(二)控制机床热变形的对策

1、优化机床设计，减小热变形

2、强制冷却，控制机床温升

3、设置辅助热源

4、补偿技术

5、控制温度环境

第3章

机床误差综合数学模型 数控机床误差实时补偿技术

一、机床误差综合数学模型建模的具体步骤：

1、建立坐标系

2、建立误差转换矩阵

3、建立刀具坐标系和工件坐标系之间的关系

二、机床误差综合模型的建模方法：

1、设定坐标系

2、误差运动转换矩阵

3、TXYZ型加工中心的综合数学模型

第4章

机床误差检测技术

一、机床误差检测技术

检测机床几何精度传统的常用检测工具有：精密水平仪、直角尺、平尺、平行光管、千分表或测微仪和高精度主轴芯棒等。

二、温度测点布置技术

(一)温度测点的选择

在机床热误差的补偿中，温度测点的布置是关键和难点。选择适当的温度测点不但能减少用于建模的测点数目，简化建模过程和热误差模型，而且还可提高机床热误差模型的精度。在几乎所有应用的热误差补偿系统中，温度测点位置的确定在一定程度上是根据经验进行试凑的过程，我们称试凑法。它通常是先基于工程判断，在机床的不同位置安装大量的温度传感器，再采用统计相关分析来选出少量的温度传感器用于误差分量的建模。具体步骤如下框图：

(二)温度测点布置策略

1、主因素策略

主因素策略的意思是用于热误差建模的各温度测点数据 Tij 应与热误差数据 Ej 有一定的联系，即具有一定的相关性，用数学式子表达为： 数控机床误差实时补偿技术

其中：i=1, 2,..., m, m为温度测点数；

j=1, 2,..., n, n为测量数据个数。

2、能观测性策略

能观测性策略是指所选温度点的温度信号能否具有一定精度地表达机床热误差。对于机床热动态过程，一般有：

TATBQ LCTDQ其中T为机床温度矩阵，△ L为热误差（输出）矩阵，Q为热源（输入）矩阵，A、B、C、D分别为常数矩阵。

状态完全能观测（即温度T能表达热误差△L）的充分必要条件是其能观测性矩阵

G = [CT

ATCT

…(AT)n-1CT

] 满秩。由此可得下列结论：

(1)可观测性条件或温度对于热误差的表达与温度传感器在机床上的位置紧密有关；(2)只要布置合适，少量的温度测点也能表达热误差；

(3)为了保证可观测性或用温度表达热误差，温度传感器应避免布置在特征函数的零点位置上。

第5章 机床误差元素建模技术

数控机床的误差因素有很多,其中几何误差和热误差是影响数控机床精度的主要误差因素.一般情况下,几何误差和热误差混杂,给建模造成一定的难度。由于几何误差和坐标误差与坐标位置有关，热误差与温度有关，而实际检测到的误差是几何误差和热误差的复合误差，因此可把以上误差分为仅与机床坐标位置有关的几何误差因素、仅与机床温度有关的热误差因素、与机床温度和位置坐标都有关的复合误差因素三类。机床误差元素建模技术

1、仅与机床温度有关的热误差元素建模

由于机床热误差在很大程度上取决于诸如加工条件、加工周期、冷却液的使用以及周围环境等等多种因素，而且机床热误差呈现非线性及交互作用，所以仅用理论分析来精确建立热误差数学模型是相当困难的。最为常用的热误差建模方法为实验建模法，即根据统计理论对热误差数据和机床温度值作相关分析用最小二乘原理进行拟合建模。(1)最小二乘建模(2)神经网络建模(3)模糊理论建模(4)正交实验设计建模(5)综合最小二乘建模(6)递推最小二乘建模

数控机床误差实时补偿技术

2、仅与机床坐标有关的几何误差元素建模

依据刚体假设，可使用机床运动轴位置坐标的多项式模型对某些几何误差院元素进行拟合，即：

Eg(p)= a0 + a1p + a2p+.… 其中：

p 为 p 轴的位置坐标，p 是 x、y 或 z。

应用多项式拟合法的原理建模。

3、与机床温度和坐标有关的误差元素建模

第6章 补偿控制系统一、补偿控制方式

误差补偿实施是移动刀具或工件使刀具和工件之间在机床空间误差的逆方向上产生一个大小与误差接近的相对运动而实现的。机床误差补偿控制方式一般可分为以下三种：闭环反馈补偿控制方式、开环前馈补偿控制方式和半闭环前馈补偿控制方式。

1、闭环（反馈）补偿控制方式

闭环反馈补偿控制在机械加工过程中直接补偿实际测量值和理论值之间的误差。

2、开环（前馈）补偿控制方式

开环前馈补偿控制利用预先求得的加工误差数学模型，预测误差而进行补偿。

3、半闭环（前馈）补偿控制方式

半闭环前馈补偿控制选择几个比较容易检测，又能表征系统状态、环境条件的参量作为误差数学模型的变量，建立加工误差和这些参量的并反映规律的关系式。

比较以上三种补偿系统，闭环反馈补偿控制系统的优点是补偿精度最高，而缺点是系统制造成本也最高；开环前馈补偿控制系统的优点是系统制造成本最低，而补偿精度也最低；半闭环前馈补偿控制系统的功能与价格比最佳，故根据我国的具体情况，以经济、技术、实用和精度等综合考虑，选用半闭环前馈补偿控制系统是相对最优的控制方式。

二、误差补偿控制系统的补偿实施策略

在早期的误差补偿研究中，误差是通过离线修改数控代码而实现的。该方法相当耗时，且假定离线辨识的误差在实际加工中保持相同。近年来，开发了两种不同的策略来实施误差补偿：反馈中断策略、原点平移策略。

1、反馈中断策略

反馈中断策略是将相位信号插入伺服系统的反馈环中而实现的。补偿用计算机获取编码器的反馈信号，同时，该计算机还根据误差运动综合数学模型计算机床的空间误差，且将等同于空间误差的脉冲信号与编码器信号相加减。伺服系统据此实时调节机床拖板的位置。

该技术的优点是无需改变CNC控制软件，可用于任何CNC机床，包括一些具有机床运动副位置反馈装置的老型号CNC机床。然而，该技术需要特殊的电子装置将相位信号插入伺服环中。这种插入有时是非常复杂的，需要特别小心，以免插入信号与机床本身的反馈信号相干涉。

2、原点平移策略

补偿用计算机计算机床的空间误差，这些误差量作为补偿信号送至CNC控制器，通过I/O口平移控制系统的参考原点，并加到伺服环的控制信号中以实现误差量的补偿。这种补偿既不影响坐标值，也不影响CNC控制器上执行的工件程序，因而，对操作者而言，该方法是不可见的。原点平移法不用改变任何CNC机床的硬件，但它需要改变CNC控制器中的可编程控制器（PLC）单元，以便在CNC端可以接收补偿值。这种改变在老型号的CNC控制器中也许是不可能的。数控机床误差实时补偿技术

第7章 车削中心热误差实时补偿应用实例

一、车削中心热误差实时补偿应用实例

1、问题的提出

随着加工进行，机床温度升高，机床各部件产生热变形，由此使得刀具与工件的相对位置变化而造成工件尺寸的变化。

2、温度场、热误差的检测和分析

(1)温度传感器布置及试验系统的建立(2)热误差测量试验

(3)一系列影响热误差的单因素试验

3、热误差模态分析

4、热误差建模

5、补偿控制系统及补偿效果检验

二、数控双主轴车床几何误差和热误差综合实时补偿应用

1、几何和热误差综合数学模型的简化

2、误差元素检测和建模

(1)温度传感器的布置

(2)与机床拖板位置有关误差元素的检测和建模(3)与机床拖板位置无关误差元素的检测和建模

3、误差补偿系统

4、误差补偿效果检验

(1)主轴热漂误差检验(2)对角斜线检验

(3)实际补偿切削效果检验

学习心得体会

在提高机床加工精度有两种基本方法中，误差防止法是靠提高机床设计、制造和安装精度，即通过提高机床本书的精度来满足机械加工精度的要求。由于加工精度的提高受制于机床精度，因此该方法存在很大的局限性，并且经济上的代价也很昂贵。误差补偿法是认为地造出一种新的误差去抵消当前成为问题的原始误差，以达到减小加工误差，提高零件加工精度目的的方法。误差补偿法需要投入的费用很小，误差补偿技术是提高机床加工精度的经济和有效的手段，其工程意义非常显著。所以，误差补偿技术必然成为提高机床加工精度的最重要办法，成为研究的前沿和主流。我们通过本课程对误差补偿技术进行学习非常有必要，为进一步的学习研究打好基础。

篇8：带隙基准领域温度补偿技术综述

基准电压源是一种高精度、高稳定性的电压源, 在各种模拟、数模混合集成电路中有着广泛的应用。常见的基准电压源主要有齐纳二极管、隐埋齐纳二极管和带隙基准电压源3种, 其中带隙基准电压源具有低温度系数、高电源抑制比等优点, 是目前应用最广的基准电压源。随着集成电路技术的不断发展, 对于带隙基准电压源的温度特性要求也越来越高, 传统的一阶带隙基准电压源已不能满足更高要求, 这必然会促使相关行业加大对该技术的研发和改进, 其中的一个研发热点就是如何获得更低的温度系数。而为了获得更低温度系数的带隙基准源, 通常需要进行高阶补偿。近年来, 各企业和科研院校关于这方面的研究越来越多, 研究也不断深入, 各种温度补偿技术相继被提出, 各种带隙基准源的改进结构不断出现。

2 带隙基准源概述

带隙基准结构由Widlar于1971年首次提出, 是利用PN结电压VBE的负温度系数特性和△VBE的正温度系数特性, 将两者进行适当加权相加, 温度系数相互抵消, 从而获得与温度无关的基准电压。随后, Kujik和Brokaw进一步发展, 分别于1973年和1974年提出了改进的带隙基准结构, 提高了基准电压的精度。

图1为传统带隙基准电压源的电路结构, 由于运算放大器处于深度负反馈而使得其正负输入端电压相等, 则有:

其中, k为波尔兹曼常数, T为绝对温度, q为电子电量, Ic为三极管的集电极电流, Is为饱和电流, b为比例系数, Eg为硅的带隙能量。

由式 (1) 、 (2) 可得:

输出的基准电压为:

由于具有正温度系数, 具有负温度系数, 通过合理选择R1、R2和N的值, 就可以得到在一定温度下具有零温度系数的基准电压。

3 带隙基准源温度补偿技术

传统的带隙基准电压源只是对VBE进行了一阶补偿, 输出电压的温度系数仍然较大, 精度较低, 无法应用在某些高精度要求的场合。而为了进一步降低带隙基准电压源的温度系数, 提高输出电压的精度, 有必要对VBE中与温度相关的非线性项或者高阶项进行补偿, 为此提出了各种高阶温度补偿技术。

3.1 专利申请概况

带隙基准源的国际分类号主要集中于G05F1、G05F3, 下面以分类号和关键词作为主要检索手段在VEN数据库、CNABS数据库中进行检索, 检索截至2014年12月31日。

3.1.1 申请量的年代分布

图2显示了带隙基准源温度补偿技术专利申请量的年代分布情况。从图2中可以看出, 1997年以前带隙基准源温度补偿技术的中国专利申请量一直为零, 1997年到2005年, 虽然每年均有少量中国专利申请, 但中国专利申请量依然相对较少, 而且主要集中在外国公司。而2005年以后, 无论世界范围还是中国的专利申请量都开始增长, 尤其是中国专利申请量增长迅速, 到2012年、2013年达到一个顶峰, 说明国内申请人在这一时期开始关注和研究带隙基准源温度补偿技术。由于发明专利申请一般需要18个月的公布期, 故2013年和2014年的相关专利申请数据并不完整。

3.1.2 国内申请人分布

图3显示了带隙基准源温度补偿技术国内专利申请的申请人类型分布情况。从图3可知, 带隙基准源温度补偿技术国内专利申请的申请人主要集中在各科研院校和企业中, 个人申请相对而言较少。其中申请量较多的申请人分别是电子科技大学、东南大学、中国科学院微电子研究所、清华大学、西安电子科技大学、钜泉光电科技 (上海) 股份有限公司、模拟装置公司, 尤以电子科技大学申请量最多, 而企业申请的申请人分布较为分散。这说明科研院校对该领域技术的研究在不断深入, 而企业也开展相关研发并相应地运用到了实际生产中。

3.2 主要补偿技术

下面针对几种主要的高阶温度补偿技术进行分析。本文引用的专利文献均为专利申请的公开号。

3.2.1 二阶/三阶补偿

二阶/三阶补偿的基本思路是考虑到VBE中除了具有一阶温度项外, 还具有二阶、三阶温度项, 通过设计产生二阶、三阶正温度系数 (PTAT2/PTAT3) 的补偿项来对输出电压进行补偿, 抵消VBE中存在的二阶、三阶负温度系数。

NSC公司在US4249122A中提出了一种温度补偿的带隙电压基准电路, 其是在由VBE的负温度系数电压和△VBE的正温度系数电压叠加产生的一阶补偿基准电压基础上, 通过叠加一个具有与二阶VBE的温度依赖性相匹配特性的第三电压来补偿基准电压的二阶温度系数, 从而实现二阶补偿。深圳市芯海科技有限公司在CN1987713A中提出了一种低温度系数带隙基准参考电压源, 通过利用MOS管漏源电流与栅源压差的平方关系, 产生二阶补偿电流并输出至基准电压合成电路产生二阶补偿电压, 补偿基准电压的二阶温度系数, 产生极低温度系数的基准电压。电子科技大学在CN102809979A中提出了一种三阶补偿带隙基准电压源, 利用第五电阻的电阻值随着温度的升高而增加来补偿了VBE的二阶项和三阶项, 从而仅仅使用两个电阻和一个三极管就实现了三阶补偿。

3.2.2 指数补偿

指数补偿的基本思路是通过叠加一个与温度呈指数关系的补偿项来对输出电压进行补偿, 抵消VBE中的非线性项Tln (T) 。

北京中星微电子有限公司在CN101226414A中提出了一种具有曲率补偿电路的CMOS带隙基准电压源, 利用PTAT电流在电阻上形成PTAT电压用于检测温度的变化, 采用BJT三极管发射极与基极的电压差VEB与BJT集电极电流的指数关系, 以及集电极电流和基极电流的近似线性关系形成了将随温度线性变化的检测电压转换为指数形式的补偿电流对基准电压进行动态补偿。东南大学在CN102495659A中提出了一种指数温度补偿的低温漂CMOS带隙基准电压源, 其在传统一阶温度补偿带隙基准电压源的基础上引入指数温度补偿电流产生电路, 抵消VBE的高阶项, 从而得到较低的温度系数。国民技术股份有限公司在CN102981546A中提出了一种指数补偿带隙基准电压源, 使用NPN晶体管, 利用NPN晶体管基极电流与温度的指数关系来实现指数补偿, 消除VBE中与温度相关的非线性项, 能够提高基准电压的精度和稳定性, 不需要额外增加补偿电路。

3.2.3 分段线性补偿

分段线性补偿的基本思路是将整个温度范围划分为若干段, 对不同温度范围的输出电压分别进行线性补偿, 以此来消除非线性项Tln (T) 的影响, 得到在整个温度范围内温度特性较好的输出电压。分段线性补偿可进一步改进为分段高阶补偿。

TI公司在US5952873A中提出了一种分段线性校正的带隙基准电路, 将温度范围划分为高、低温两段, 在不同的温度段采用不同的补偿函数对三极管BE结的温度系数进行补偿, 从而使输出的基准电压达到较低的温度系数。电子科技大学在CN101101492A中提出了一种分段线性补偿的CMOS带隙基准电压源, 将整个温度范围划分成高、中、低温三段, 通过增加两条电流支路而得到高、低温补偿电压, 并将其叠加在一阶补偿的输出电压上来分别对高温和低温部分进行补偿, 从而改善输出电压在高温和低温部分的温度特性。天津泛海科技有限公司在CN102012715A中提出了一种高阶曲率补偿的带隙基准电压源, 采用基本的分段补偿原理, 结合自适应反馈控制结构, 通过对低中高温度范围内的输出电压进行补偿, 使得输出电压在整个温度范围内有多个局部极值点, 从而有效地降低了输出电压的温度系数, 提高了输出电压精度。

3.2.4 非线性补偿

非线性补偿的基本思路是考虑到VBE含有的非线性项Tln (T) , 通过设计叠加一具有近似一致的非线性补偿项来对输出电压进行补偿, 试图直接从整体上全部抵消掉该非线性项Tln (T) 。

凌力尔特公司在US4603291A中提出了一种用于带隙基准的非线性校正电路, 其产生一个形式为Tln T的输出电流作为校正项引入到适当的带隙基准电路节点, 从而将该非线性校正电路容易地嵌入到带隙基准电路中, 以消除带隙基准的曲率, 输出近似零温度系数的基准电压。智原科技股份有限公司在TW200741405A中提出了一种非线性补偿电路与使用其的能隙参考电路, 该非线性补偿电路将能隙参考电路输出的参考电压转换成一与温度无关的电流, 利用一电流镜将该温度无关的电流镜射而偏压于一双极结型晶体管, 此外利用两个电阻来估计非线性电压, 以补偿该参考电压。电子科技大学在CN101950191A中提出了一种具有高阶温度补偿电路的电压基准源, 通过增加的高阶温度补偿电流产生电路对三极管基极与发射极电压之间的导通电压VBE进行线性化, 得到一个与PN结电压的高阶温度量近似一致的高阶补偿量, 经比例抵消后从根本上消除PN结电压的高阶温度系数。

4 结语

随着集成电路的发展, 人们对带隙基准电压源的性能要求也日趋提高, 关于该方面技术的研发也越来越受到重视, 国内众多企业和科研院校均参与到该领域技术的研发中。一个重要的发展方向是充分利用企业和科研院校各自的优势, 建立企业和科研院校之间的产学研合作, 以便更好地把握技术发展方向, 提高企业的竞争力。

参考文献

[1]李勇峰, 黄娟, 王丹, 王龙业.一种带隙基准电压源的设计与仿真[J].电子科技, 2011, 24 (7) :3-5.

[2]R.J.Widlar.New development in IC voltage regulators[J].IEEE Journal of Solid-State Circuits, 1971, 6 (1) :2-7.

[3]K.E.Kujik.A Precision reference voltage source[J].IEEE Journal of Solid-State Circuits, 1973, 8 (3) :222-226.