调制推动器（精选六篇）
调制推动器 篇1
在PDM全固态发射机中,调制推动器是一个重要组成部分,它的基本功能是将音频信号变换为占空比(占空系数)随音频信号瞬时电压幅度变化的脉冲信号,用以推动调制器。除此之外,它还具备输出功率等级设置,即控制脉冲信号的占空比(K=t/T,t为脉冲宽度,T为脉冲周期),也就改变输出的载波功率。TS-03固态机的主电源为非稳压电源,它随外电的变化而变化,因而造成末级功放输出的不稳定,调制推动器对它有自动调节作用,以达到稳定输出功率的目的。在该机中,控制/监测器能对发射机的运行参数进行实时监控,当运行参数越限时,将快速封锁发射机的功率输出,从而保证发射机正常运行。调制推动器组成主要有五个部分,功能各司一职。
1.1 音频信号平衡/不平衡变化
输入的600Ω的平衡音频信号由VD1-VD4电路的±15 V电源构成正负峰切削网络,峰值在设定值内(15.7 V)后,经三个运放电路(T1084 N1B～N1D)组成的双端变单端电路,音频信号由平衡双端输入变换成不平衡单端输出。
1.2 可控增益音频放大电路
该电路由手动增益控制电路和自动增益控制电路组成。在控制电路中,包含有音频信号和控制电压,利用模拟乘法器的“变跨导”原理,实现了对音频信号的线性压缩。即三极管的控制电路可以用跨导来表示:
(gm为跨导,Au为电路放大倍数);在调制推动器电路中,输出电压的表达式为:
公式中ux!ux2uy!uy@乘法器输入端,u0乘法器输出端,K为比例常数;此公式表明输出电压与输入电压的乘积成正比。改变模拟乘法器输入端ux.uy,也就改变输出u0的音频电平,即可达到控制音频信号增益的目的。
1.3 调宽脉冲电路
调宽脉冲电路是由叠加(音频+直流)电路、三角波电路、脉宽调制电路等组成,该电路的主要功能是实现脉冲宽度调制,使输出的72 kHz开关脉冲(“口”字形方波)的宽度随音频信号幅度的变化而变化;叠加电路包含音频信号和直流电平,在没有音频信号加入时,直流电平是控制载波状态下的载波功率,调整电位器阻值即调节载波功率的大小,使发射机输出在调置的载波功率内。脉宽调制电路由反相调制器(N11A LM319)等阻容元件组成。在音频信号加入时,叠加电路输出的复合(音频+直流)音频信号接到反相调制器的反相端(5脚)用于调制输出脉冲的宽度。同时72 kHz的脉冲(“口”字形波)信号,通过积分电路将方波脉冲转换为同频率的三角波(锯齿波)信号,该信号接入反相调制器的同相端(4脚),用作被调脉冲的激励信号。其占空比为k=Um-(ud+uΩ)/Um;ud为直流电压,uΩ为音频电压,Um为三角波峰值,反相调制器输出端(12脚)得到调宽脉冲信号。这一调宽脉冲信号送给下一个模块调制器工作。
1.4 功率控制电路
TS-03型号发射机输出功率的控制是由调制推动器来完成的。它对主电源(-140 V)变化引起的输出功率变化进行自动调节,在发射机发生故障时封锁调制推动器的输出。功率控制电路由指令电路(控制电平电路)和执行电路(可变电阻)。压控模拟电位器(可变电阻)由运放电路N10,晶体三极管(V4 V5)等元件组成;N10A为电压跟随器,用于给可变电阻提供一个控制电平。其同相端有两路直流控制电平输入,一路来自功率控制电平;另一路由可变电阻提供的一个直流电平,当调制推动器被封锁或禁止时控制发射机的输出。N10B也是一个电压跟随器,其作用就是为压控模拟电位器提供一个稳定的电平。V4 V5和相关元件构成压控模拟电位器(可变电阻),该压控模拟电位器受跟随器N10A的输出控制。即:
同时,
这样就保证了恰当的调幅度,控制了发射机的载波功率。
1.5 封锁、禁止电路
封锁信号来自控制/监测器的封锁电路,禁止信号来自控制/监测器的调制推动器监测及主,备切换控制电路。这两个信号均为高电平有效,即发生调制推动封锁(或禁止)时,信号为高电平“1”,反之为低电平“0”。
2 调制器
调制器接收来自调制推动输出的推动脉冲,调制管工作于开关状态,输出是叠加直流电压的矩形波,频率为72kHz,通过低通滤波器,滤除72 kHz副载波及其谐波,为了防止对其他电台的拍频干扰,对72 kHz副载波具有80 dB以上的衰减。供给高频功率放大器工作。
3 故障案例
3.1 故障现象为TS-03 3kW 603kHz机四个调制/功放器主电源指示灯亮,调制输出指示灯不亮,调制推动器脉宽超限指示灯不亮,机器无法播出。
针对上述故障现象,首先用示波器进行相关信号检测,测调制功放器的调制输出没有调宽脉冲信号,测调制推动器也没有调宽脉冲信号;而检查调制推动器的音频,三角波信号时均为正常,说明音频处理电路,调宽脉冲产生电路工作正常。结合仪器检测的情况,分析故障主要原因有:调制推动器故障、调制/功放器故障、保护电路异常、监控系统(图1示意图)故障。技术人员检查调制推动器的模块电路,该机调制推动器(插入单元)可以置换工作,便用另一部暂不工作的同型号发射机对换调制推动器进行试机检查正常,由此断定该机调制推动器完好无损;同理,采用调制/功放器置换试机检查正常;有四个调制/功放器的主电源指示灯亮,说明供电电源也是正常的。然后,通过万用表检查调制推动器的输出及检测控制电路后,发现调制推动器的封锁输入端为高电平,该通路为:封锁输入端(4XS-18)“1”→D13C“0”→D13D“1”→K1线包电源被切断→K1释放→调宽脉冲输出通路中断,导致机器无法播出。为此,我们就把故障目标锁定监控系统了,考虑到该机开关机操作程序与各路监测电路是紧密相关的,可以从开关机人手顺藤摸瓜寻找故障踪迹。通过合“低压”开关,面板上低压电源(+24V、+18V、+12V、—18V)指示灯亮,“控制方式”选择“手控”,合上“主电源”开关。这时,观察机器运作过程:K1吸合(风扇得电工作)→JS7吸合(约5秒)→K2吸合→主电源输出→推动电压/电流表指示正常,机器面板上指示灯发亮(绿色),发射机开始运行了。因此,工作人员推测是监控系统逻辑电路判断失误而引发程序在运行中瞬间“卡”了,又通过人工重启恢复正常了。于是就让“B机”继续运行跟踪观察,B机运行约五分钟后进行倒机工作,通过计算机人工操作将“B机”(上广机)切换到“A机”(哈广机)运行,然后“A机”运行3分钟后再转回到“B机”运行进行复查。然而,机器就在转换间“B机”又开不上了。
在倒机切换A/B机运行的操作规程中,“B机”偶然运行这一幕插曲说明故障出在监控系统是毫无疑问的。为此,工作人员采取排除故障法从监控系统的后级往前级检查,第一步检查A/B机转换器,它按控制指令旋转到“B机”位置了,转换器功能就是执行采集控制器指令进行A/B机切换工作,这反映采集控制器工作正常;而采集控制器主要作用就是发送指令给转换器而控制两部机(A B)的倒换;它的前级单元是采集器,采集器功能是采集发射机模拟量与开关量,对发射机的各类指标数据进行实时采集,然后将采集到模拟信号转换为数字信号(A/D转换),进行处理后传送到发射机控制监测器,同时,一路信号到采集控制器通过RS422数字接口进入CYK-ARM12管理器转换成以太网接口与计算机监控软件进行数据交换工作。第三步,重新启动发射机试机(注意这时没有采集器,需要人工操作机器),随即检查调制推动器输入端(18)翻转为低电平“0”→D13D翻转为低电平“0”→继电器K1线包电源被接通,调制推动器的脉宽超限指示灯亮,四个调制/功放器主电源亮,调制输出指示灯亮,仪表指示正常,最终解除了调制推动器的封锁,故障排除,发射机顺利工作。
3.2 故障现象为TS-033 kW 882kHz一个调制/功放器(功放盒)调制输出指示灯偏亮,三个功放盒调制输出指示灯偏暗。
调制级电路如图2所示。针对上述故障现象,功放盒控制输出的4个绿色指示灯明亮不一,可以用手挨近感觉功放盒的温度,偏亮的热些,那么热的一个功放盒调制管就被击穿了,指示灯特别亮。由于调制管V7 (IRFP250)击穿后,主电源(-140V)直接加到功放桥,产生该级输出功率的升高,另三个输出功率降低,四个指示灯光亮不正常。关机取出该功放盒,用数字万用表在路检查调制管V7,黑表笔接D极,红表笔分别接S极和G极,测得RDS为零,RDG为零。正常时用数字表二极管档测,D-S显示412-515之间,D-G显示960～1.1k之间。
4 结语
全固态脉宽调制中波广播发射机是当前发射机中的新设备,在实际运行中难免会遇到这样那样的问题,如零器件接触不良、功率场效管击穿毁坏等。因此,我们需要认真做好日常的机器保养与维护,注意机房防尘、控温、调湿,营造良好的环境,从而降低故障率,延长发射机的使用寿命。
摘要：本文在介绍TS-03型中波发射机调制推动器/调制器的工作原理基础上,着力提供两例典型故障的分析处理方法。
关键词：固态机,控制/监测器,采集器,调制推动器,调制器
参考文献
[1]张丕灶.全固态脉宽调制中波发射机[M].厦门:厦门大学出版社,2005.
调制推动器 篇2
1、医院使用的护理器现状
目前医院使用的求助器是有线的而且是固定在墙壁上的, 老年人和由于行动迟缓, 特别是在疾病发作的时候, 即使挪动一步也比登天还难, 这个时候也是老人最需要帮助的时候, 看着有线呼叫器, 就是无法触及, 因此产生的遗憾太多太多。
2、家庭使用的护理器现状
目前市场上另一种用于家庭使用的无线护理求助产品, 由于其护理端体积大, 携带不便, 而未得到广泛使用。
二、无线护理求助器设计方案
1、发射机设计方案
发射机能够无线传输饥渴、疼痛、解手、紧急四种求助信息;四种功能按钮既有文字注明, 又有四种不同颜色的醒目的大按钮, 方便病人操作。
2、接收机设计方案
接收机能够接收四种求助信息;并发出和发射机按钮颜色对应的灯光提醒和报警声音, 来表示发射机发来的求助信息。
三、基于ASK的无线护理求助器
1、ASK调制的实现
幅移键控 (ASK) 是根据信号的不同, 调节正弦波的幅度。通过编码芯片的的控制实现载波在数字信号1或0的控制下通或断, 当信号的状态为1时载波接通, 此时传输信道上有载波出现;当信号的状态为0时载波被关断, 此时传输信道上无载波传送。在接收端通过译码芯片就可以根据载波的有无还原出数字信号的1和0。
2、发射机的设计
编码芯片发出的编码信号由:地址码、数据码、同步码组成一个完整的码字, 解码芯片接收到信号后, 其地址码经过两次比较核对后, 输出高电平, 与此同时相应的数据脚也输出高电平, 如果发送端一直按住按键, 编码芯片也会连续发射。当发射机没有按键按下时, 编码芯片不接通电源, 其编码输出端 (正常时为低电平) 为低电平, 所以315MHz的高频发射电路不工作, 当有按键按下时, 编码芯片得电工作, 其编码输出端输出经调制的串行数据信号, 当编码输出端为高电平期间, 315MHz的高频发射电路起振并发射等幅高频信号, 当编码输出端为低平期间315MHz的高频发射电路停止振荡, 所以高频发射电路完全收控于编码芯片的编码输出端输出的数字信号, 从而对高频电路完成幅度键控 (ASK调制) 相当于调制度为100%的调幅。
在具体的应用中, 编码芯片的外接振荡电阻可根据需要进行适当的调节, 阻值越大振荡频率越慢, 编码的宽度越大, 发码一帧的时间越长。
3、接收机的设计
译码芯片使用的是和编码芯片配套的芯片, 译码芯片有自锁、互锁和无锁之分, 其中自锁和无锁都输出表示非锁存输出, 数据脚输出的电平是瞬时的而且和发射端是否发射相对应;互锁输出表示锁存输出, 数据只要成功接收就能一直保持对应的电平状态, 直到下次遥控数据发生变化时改变;为了尽量使护理求助器使用方便可靠, 应选用后缀有L具有互锁功能的译码芯片。
译码芯片的地址码和数据码都用宽度不同的脉冲来表示, 两个窄脉冲表示“0”;两个宽脉冲表示“1”;一个窄脉冲和一个宽脉冲表示“F”也就是地址码的“悬空”。
编码芯片每次发射时至少发射4组字码, 译码芯片只有在连续两次检测到相同的地址码加数据码才会把数据码中的“1”驱动相应的数据输出端为高电平和驱动VT端同步为高电平。因为无线发射的特点, 第一组字码非常容易受零电平干扰, 往往会产生误码, 所以程序可以丢弃处理, 保证了数据可靠传输, 接收机正是采用此方法设计的。
四、发射机和接收机的地址编码实现
每套装置必须通过编、译码器编写每套装置的特定编码进行工作, 以防相互干扰。其编码方法, 在通常使用中, 采用8位地址码和4位数据码, 这时编码电路和解码电路的8个地址设定脚, 有三种状态可供选择:悬空、接正电源、接地三种状态, 3的8次方为6561, 所以地址编码不重复度为6561组, 只有发射端的编码芯片和接收端的译码芯片的地址编码完全相同, 才能配对使用, 当两者地址编码完全一致时, 接收机对应的4个数据端输出约4V互锁高电平控制信号, 同时解码有效确认输出端也输出解码有效高电平信号。
设置地址码的原则是:同一个系统地址码必须一致;不同的系统可以依靠不同的地址码加以区分。至于设置什么样的地址码完全随客户喜欢。
结束语
文中通过对ASK调制的无线护理求助器的研究, 根据ASK原理, 形成部分模块, 最后在整体联调, 完成整体设计, 实现了发射机和接收机的ASK通信, 验证了设计的正确性, 说明用中规模集成电路设计的ASK求助器在呼救、求助等方面有较好的辅助作用!
摘要：幅移键控 (ASK) 是根据信号的不同, 调节正弦波的幅度。通过对编、译码器的编、译码, 发射、接收模块的控制, 给出了用ASK调制设计出发射机遇接收机部分的总模块。部分调试通过后, 形成部分模块, 最后在整体联调, 完成整体设计, 实现了发射机和接收机的ASK通信, 验证了设计的正确性, 说明用中规模集成电路设计的ASK求助器在呼救、求助等方面有较好的辅助作用!
关键词：ASK,发射机,接收机
参考文献
[1]樊昌信:《通信原理教程》 (第2版) , 电子工业出版社, 2009年。
调制推动器 篇3
近年来, 数字调制信号的分类识别成为了卫星移动通信领域的一个重要研究课题。随着卫星通信技术的不断发展, 数字调制方式不断增多, 信号样式也越来越多样化, 而且往往在许多军事行动中都需要实时地侦测通信信号的活动情况, 更全面地掌握我们周围的电磁环境, 进而获取情报, 进行电子侦查与对抗, 从这个角度看, 侦获敌方信号显得越来越为重要, 但是如果我们不能对各种信号调制样式进行分类识别, 侦获的敌方信号也就毫无用处。信号调制样式的分类识别有助于我们选取最佳干扰样式抑制敌方干扰和通信, 达到电子对抗的目的。
本文主要研究低信噪比环境下卫星移动通信中常见的数字调制方式[1]识别分类, 如2FSK、4FSK、BPSK和QPSK等, 并对其分类器进行设计和仿真。
1分类识别算法
目前信号处理方法有很多, 考虑到小波变换信号处理的强大功能, 本文采用小波分析的方法来进行信号的处理, 小波母函数采用Haar[2], 假设有信号p (t) , 其Haar小波变换的连续形式位:
式 (1) 中, a为小波函数的尺度。将式 (1) 时间分量离散化, 得到Haar小波变换的离散形式为:
通过上面的分析, 可以提取出数字调制信号在小波变换后的幅度、频率和相位的特征, 为下一步调制识别的实现打下基础。
1.1不同载频数调频信号之间的识别
调频信号的小波变换系数幅度:
其中, S是信号的能量, ωc是信号的载波频率, ωi是第i个码元相对于载波频率的频率变化量, T是一个码元时间长度。在n= (i+1) T时, 如果信号的频率发生变化, 那么此时的调频信号的小波变换系数幅度为:
2FSK和4FSK的小波变换的波形分别如图1、图2所示, 其中图1 (a) 为未加入噪声的波形图, 图1 (b) 为信噪比为5dB时的波形图。从图中可以看出:调频信号的Haar小波变换系数幅度WT (a, n) 为多阶梯波形式。在单尺度下的数字调频信号的小波变换系数幅度随着信号载频的变化而变化, 反映为小波系数幅度阶梯层数与数字调频信号的调制载频层数有关, 也就是说与进制数有关, 阶梯层数等于进制数。因此, 我们可以提取小波系数幅度阶梯层数来实现不同载频数的调频信号之间的识别。
1.2不同调制数调相信号之间的识别
调相信号的小波变换系数幅度为:
式 (7) 中, M是信号的调制数;α是第i+1个码元和第i个码元的载波的相位差。
无噪声情况下的2BPSK和QPSK小波变换后的波形分别如图3 (a) 、 (b) 所示。从图中可以看出, 不同调制数的调相信号小波变换后的波形图是在一个直流电平上产生一些明显的峰值。对于不同调制数的调相信号的识别也可以利用小波分析的方法来实现。由于不同调制数调相信号的Haar小波变换模值呈现不同的结果, 如果a的值选的足够小, 这时将会在较低的直流电平上产生一些明显的峰值。这些峰值幅度随着调制数的不同而呈现不同的种类, 并与M-1的数值相同。因此, 理论上可以采用尖峰的种类数来识别不同调制数的调相信号。但是这里存在一个问题, 如果信噪比非常低的话, 小波变换后的尖峰值就不那么明显了, 因此直接拿峰尖值进行识别是不合适的或者说是不精确的。我们这里引入一个新的量来作为识别的特征参数, 即相邻码元间的相位差:
利用Δφ的类别数就可以对不同调制数调相信号进行识别。
BPSK和QPSK信号经小波变换后, 相邻码元相位差的波形如图4、图5所示, 从图中可以看出, 不同调制数的调相信号的相邻码元间的相位差为层数不同的阶梯波, 并且层数随着调制数的不同而不同。所以利用特征参数Δφ可以实现不同调制数调相信号的识别。
1.3不同调制方式间的识别
由上面的图1—图3可以发现:调频信号的小波变换波形是阶梯波[4], 而调相信号的小波变换是低直流电平上带尖峰的波形, 我们采用滑动窗[3]的方法来识别这两类信号。
这里假设窗长为一个码元的时间长度T, 求出前后半个窗长内的小波系数幅度的和, 计算两者的比之μi, 再取其最大值μmax。前面的分析可知调相信号的μ值接近于1, 而调频信号的μ值远大于1, 且基本上不受高斯噪声影响, 故只要设定适当的μ值就可以区分二者。PSK和FSK的μ值的波形分别如图6所示。
2分类器[5]的设计
2.1算法步骤及分类流程
基于前面的分析知, 调频信号的μ值接近于1, 调相信号的μ值远大于1, 所以这里设置门限值为1.5;由于相邻码元相对应的各点相位差相等, 且不同调制数的调相信号相位差层数不同, 并与调制数有关, 所以设置相位差层数门限为3, 同样的道理, 调频信号每个码元内小波系数幅度和N的门限也设置为3。那么, 数字调制方式识别分类器的算法步骤为:
(1) 对目标信号进行Haar小波分析;
(2) 设置滑动窗长为一个码元周期, 即L=T;
(3) 计算μ值;
(4) 设置μ值门限为1.5, 如果μ<1.5, 跳到第 (5) 步, 否则, 跳到第 (6) 步;
(5) 计算相邻码元之间的相位差Δφ, 根据Δφ求出相位差层数M, 如果M<3, 信号是BPSK, 否则为QPSK;
(6) 对每个码元内求小波系数幅度的和N, 如果N<3, 则信号为2FSK, 否则为4FSK;
(7) 输出信号的调制方式。
根据上面的算法步骤, 我们制定分类器的分类流程如图7所示。
2.2MATLAB仿真
本文采用MATLAB[6]软件进行仿真, 假设信号的采样频率为100 kHz, 码元速率为1 kb/s, 信噪比为 (0-25) dB, 对2FSK、4FSK、BPSK和QPSK四种信号进行调制方式的识别分类。MATLAB仿真结果如图8所示, 从图中可以看出, 信噪比为20 dB时分类正确率均为100%, 随着信噪比的降低, 分类效果下降不大, 在1 dB时仍可达到70%以上, 而且大多数情况下都在90%以上。这表明, 在低信噪比情况下, 本文的分类识别算法可以获得较好的分类效果。
3结论
本文通过对卫星移动通信中几种常见的数字调制方式的分类识别, 研究了信号在小波变换后的特征;通过小波分析提取了信号分类识别中相关的特征量;提取相邻码元相位差作为特征量对不同调制数调相信号进行分类识别, 有较好的分类效果, 解决了噪声掩盖尖峰特征的问题;设计了分类器并进行了仿真, 结果表明本文算法研究与分类器设计效果明显。
参考文献
[1]全庆一, 胡健栋.卫星移动通信.北京:北京邮电大学出版社, 2000
[2]李龙, 代红兵, 许骏.基于小波变换的图像压缩在天文远程观测中的应用研究.天文研究与技术 (国家天文台台刊) , 2008;5 (4) :380—385
[3]王大凯, 彭进业.小波分析及其在信号处理中的应用.北京:电子工业出版社, 2006
[4] Zhao Yaqin, Wu Zhilu.An efficient parallel decision algorithmfor rec-ognition of modulation systems in a software radio.The IEICE Trans-actions on Communations, 2004;174 (1) :38—24
[5]吕铁军.通信信号识别研究.成都:电子科技大学, 2006
调制推动器 篇4
来自调制推动器的调宽脉冲信号在保护电路的控制下, 输入到调制器, 经调制器功率放大后, 进入带通滤波器, 在带通滤波器内, 经过解调和滤波后, 得到放大了的音频信号, 然后将其叠加到负140V直流电源上, 就形成调制信号-DC。来自中间放大器的高频激励信号, 经过高频功率放大器不平衡保护电路后, 进入高频功率放大器, 在调制信号-DC的控制下, 进行功率放大, 最后形成高频已调波信号。来自控制器的外来封锁信号, 经过封锁电路去控制调宽脉冲信号;调制功放器过热保护电路通过监测其内的温度高低, 而形成控制信号, 去控制调宽脉冲信号;高频功率放大器不平衡保护电路, 通过监测全桥式工作的高频功率放大器的两个半桥的负载电流是否平衡, 而形成控制信号, 去控制调宽脉冲信号。
图2是调制功放器的保护电路原理图。
1 高频功率放大器的不平衡保护
调制功放器内的高频功率放大器, 在结构上采用全桥式结构, 其中两个半桥在电路组成上完全对称, 当桥上某一元件损坏时, 高频功率放大器能够及时地被封锁, 调制功放器实现该功能的电路原理如下, 在图2中, 从25脚上输入的高频方波电压, 首先进入高频功率放大器不平衡保护变压器T1内, T1是一个三线圈变压器, 高频电流从T1的1脚进入, 分别通过T1的两个初级线圈L1、L2后, 流向高频功率放大器的两个输入变压器T2、T3, 分别由T2、T3及其各自的负载元件组成的两个半桥, 在结构上是完全对称的。在高频功率放大器正常工作状态下, 功放桥的两个半桥的负载电流是相等的, 所以通过T2、T3的两个电流是相等的, 进而流过L1、L2两个线圈的电流也就相等, 因为T1的两个初级线圈L1、L2在结构上绕向相反, 故它们在T1的次级线圈L3上产生的感应电压的相位也就相反, 这样, 总的感应电压就为零。当高频功放桥的任何一臂上的元件损坏时, 就会造成两个半桥上的负载电流不平衡, 那么流进T2、T3的两个电流就产生差异, 进而流进L1、L2的电流就会不相等, 在L3上产生的总的感应电压就不为零, 该感应电压经过VD6、C6整流、滤波后, 输出的电压驱动可控硅V3导通并保持, 使R21、R22相接处A点经VD3和V3通地, 使14脚来的调宽脉冲电流经过VD3、V3到地, 调制器驱动信号被封锁, 停止工作, 形不成-DC, 进而高频功率放大器因失去调制电压而停止工作, 从而保护了高频功放桥上的其它元件。
2 调制功放器的过热保护
调制功放器能够及时地停止工作, 调制功放器实现该功能的电路原理如下, 图中由26脚引入的+24V电压经过R7、R8分压供给V2的偏置, R8为负温度系数的热敏电阻, 调整R7、R8的阻值, 使得V1在正常工作状态下不导通。当由于环境温度或发射机故障造成R8附近的温度升高达到85°时, R8的阻值降低, V2导通, +24V电压经过稳压管VD4、V2、R16、R15通地, 使得R16、R15相接处B点电压升高, 触发可控硅V3导通, 从而使得A点通过VD3、V3通地, 使14脚来的调宽脉冲电流流向VD3、V3, 导地, 调制器驱动信号被封锁, 停止工作, 形不成-DC, 进而高频功率放大器因失去调制电压也停止工作, 以避免发射机损坏。
3 外来封锁保护
当发射机其它部位工作不正常时, 调制功放器能够在控制监测器产生的信号作用下, 及时地被封锁, 调制功放器实现该功能的电路原理如下, 图中的比较器N1A、N1B及其外围元件组成调制功放器的外来封锁保护电路, N1A的正相输入端4脚、N1B的反相输入端10脚为固定电位, 是由27脚输入的+18V电压经R2、R3分压而得。由12脚输入的外部封锁信号 (高电平有效) 被送到N1A的反相输入端5脚, 故输出端12脚输出低电平, 该电平通过VD1耦合到N1B的正相输入端9脚, 故N1B的输出端12脚输出低电平, 这样图中的A点就通过VD1、N1B导地, 使14脚来的调宽脉冲电流从A点, 通过VD1、N1B的12脚流向地, 调制器驱动信号被封锁, 停止工作, 形不成-DC, 进而高频功率放大器因失去调制电压也停止工作。
4 结论
在调制功放器的三种保护电路中, 高频功率放大器的不平衡保护, 调制功放的过热保护, 属于稳态保护, 可控硅V3导通, 故障会保持, 排除故障, 重新开机, 保护才能解除。外来封锁保护属于瞬态保护, 可控硅V3不导通, 外来封锁信号消除后, 保护自动解除。
摘要：调制功放器是全固态PDM中波发射机日常维护的主要器件, 了解其中的保护电路工作原理, 对判断调制功放器的故障类型, 确定故障部位很有帮助。结合全固态PDM中波发射机调制功放器的方框图和调制功放器保护电路原理图, 介绍了全固态PDM中波发射机中调制功放器保护电路的组成, 分析了其工作原理。
调制推动器 篇5
目前,随着柔性直流输电电压等级和容量的提升,模块化多电平换流器(modular multilevel converter,MMC)子模块(SM)数量也随之增多,使得换流器损耗问题变得突出,在电平数较多时,不同子模块的损耗可能存在较大差异,为保证换流器正常运行,需要按照子模块最大预估损耗设计散热器给换流器进行散热,加大散热器裕度,这样会降低换流器功率密度[1,2]。对于载波移相调制(carrier phase shifted-SPWM,CPS-SPWM)方式,由于同一桥臂上各子模块中相同器件的触发脉冲会产生相移,会使不同子模块相同器件的导通时刻和导通时长不同,客观上造成了各子模块损耗不一致[3,4]。通过分析换流器子模块损耗分布特性和一致性状况,从而得出损耗分布一致性更高的控制方法,可以有效改善这一情况,因此需要对MMC子模块损耗特性进行估计和分析。
目前对于MMC损耗的分析都是基于某些特定工作状态下换流器整体损耗率来分析的,而对于控制方式对各子模块损耗分布一致性问题的讨论相对较少[5,6]。文献[7]针对最近电平控制(nearest level control,NLC)调制方式下不同子模块拓扑下子模块损耗特性进行了分析,研究了子模块拓扑对各器件结温的影响,并初步讨论了不同拓扑下的子模块损耗分布一致性。目前关于CPS-SPWM方式下的损耗一致性分析则相对较少。CPS-SPWM方式可以应用不同均压方式,能量均衡法(energy balance,EB)是该调制方式下被采用最多的均压方法,这种方法通过PI调节控制每一个子模块的投入与切除,来实现子模块电容电压的稳定。此外,还可以将NLC调制方式使用的排序法(permutation method,PM)应用于CPS-SPWM方式的均压当中[4,8,9,10,11,12,13]。然而目前无论是基于能量均衡法还是使用排序法,都没有对子模块损耗一致性进行过系统定量的分析。另一方面,针对MMC的环流抑制也有大量研究,包括增大桥臂电感,使用环流抑制控制器和反馈控制法。这当中较为实用的方法主要为环流控制抑制器(circulating current suppressing controller,CCSC)法和三相解耦二次谐波环流抑制(three phases decoupled second harmonic circulation current suppression,TPD-SHCCS)法。但是研究环流抑制算法的相关文献中也没有针对子模块损耗一致性进行展开分析[14,15,16,17,18,19]。
本文针对CPS-SPWM方式MMC半桥子模块损耗一致性,在PLECS仿真软件中进行了相应分析,分别对比研究了能量均衡法和排序法均压下子模块损耗特性以及CCSC法和TPD-SHCCS法这两种环流抑制策略时子模块损耗特性,并通过比较得出使用能量均衡法均压以及使用TPD-SHCCS法进行环流抑制时,各子模块损耗分布一致性更高。随后比较了不同工况下的子模块损耗一致性,认为不同象限下的子模块损耗一致性接近。最后对NLC调制方式和CPS-SPWM方式下的子模块损耗特性进行了对比分析,分别在不同的传输功率因数,不同的子模块数量以及不同的开关频率下进行了对比,认为从总体上,CPS-SPWM方式下的MMC子模块损耗一致性更高。
1 MMC工作原理及其损耗计算方法
1.1 MMC拓扑结构及子模块工作模式
MMC拓扑如图1所示(图中所示为逆变结构)。MMC子模块由上下2个包含反并联二极管的绝缘栅双极型晶体管(IGBT)模块组成,每个桥臂由n个子模块串联构成,同相的上下两个桥臂构成一个相单元,三相共有6个桥臂。MMC通过控制其子模块的投切,使桥臂的输出电压出现不同电平,通过上下桥臂的电压组合,使MMC交流侧输出多电平电压。
1.2 CPS-SPWM方式原理
载波移相调制方式的原理是:假设MMC每个桥臂有n个子模块,则每子模块所对应的三角载波依次相移2π/n相位角,得到n个相移后的三角载波;然后再将这些三角载波与正弦调制波进行比较,产生n组触发电平,分别控制各子模块,从而决定子模块是投入或是切除;由于每个子模块都能产生两个电平,最后将桥臂上所有子模块的输出电平进行叠加,得到MMC桥臂输出的等效多电平PWM波形的电压。
1.3 MMC损耗计算方法
各种器件损耗计算基本原理就是电流乘以电压,则换流器任意开关器件损耗可以表示为:
式中:δ(t)为导通函数,依赖于控制方式;T0为工频周期;v(t)表示工作电流为i(t)时器件两端压降。
MMC运行时会产生各种损耗,其中占主要部分的是其中开关器件的损耗[20]。开关器件非理想的开关过程如附录A图A1所示,此过程中会产生各种损耗,这当中,IGBT的损耗主要为通态损耗,开通损耗和关断损耗,反并联二极管的损耗主要为通态损耗和反向恢复损耗,在实际计算时,IGBT开关损耗的计算方法与二极管反向恢复损耗近似一致。
1)开关器件通态损耗计算方法
对开关器件data sheet图形数据提取后,考虑到MMC中开关器件会在不同电流范围工作,用二次函数对器件V-I曲线进行拟合[20,21]:
式中:α1,α2,α3为拟合参数,与结温有关,在不同温度曲线中α拟合值也不同。为此,可用线性插值方法获取不同结温下参数值[6,7]:
式中:Tj为实际结温;αTl,αTh分别为结温为Tl,Th时的拟合参数,Tl,Th为插值所需结温,由data sheet给出,一般为25℃,125℃。将式(3)代入式(2)即可得到特定结温下的V-I关系。
综合考虑可知开关器件的通态损耗由桥臂电流I和Tj决定,即[22]
2)开关器件开关损耗计算方法
以IGBT为例,由data sheet可以得到关系曲线ESW—IC,其中,ESW为电流为IC时IGBT一次开关过程产生的能量耗散,对曲线用二次多项式进行拟合可得开关损耗与桥臂电流关系[7]。
式中:β1,β2,β3为拟合系数,考虑结温对开关损耗影响,可参考式(3)对参数β插值。
考虑驱动电阻Rg对开关损耗影响,对data sheet中驱动电阻—开关损耗特性曲线用二次函数拟合,并引入驱动电阻率kg[21]:
式中:RgN为开关data sheet损耗特性曲线的测试驱动电阻。
再考虑到闭锁状态下开关器件两端的电压VC的影响,器件开关损耗可表示为:
式中:n为工频周期内器件开关次数;VCref为data sheet中得出开关损耗曲线使用的实验电压。上述IGBT开关损耗的计算方法对于二极管反向恢复损耗同样有效。将所有对开关损耗有影响的因素考虑进去,再进行抽象简化,可知对开关损耗而言,主要的影响因素为VC,I,Rg和Tj,即[22]
3)损耗计算方法验证
本文采用系统级仿真软件PLECS对MMC损耗进行仿真计算,为验证仿真计算方法的可靠性,这里通过文献[11]中PSCAD算例计算结果进行对比分析,算例系统参数见附录A表A1,各个器件损耗计算结果见附录A图A2,其中下标带r的参数表示参考文献计算结果,下标带c的参数表示本文计算结果。在不同工况下,仿真计算的结果与文献的计算结果趋势一致,从总体上两者的差别较小,因此认为本文提出的基于PLECS的仿真计算方法是可靠的。
2 不同均压方法下子模块损耗特性
2.1 基于CPS-SPWM方式的均压方法
能量均衡法控制MMC子模块电容电压相当于对每一子模块使用一个单独的调制波,通过控制该子模块的调制波来实现均压。这种方法可以保证子模块器件的开关频率严格按照载波频率开关(过调制除外),避免出现NLC调制方式中同一桥臂各子模块器件开关频率不一致的情况。此外通过PWM对于系统有功无功调节的响应也比NLC调制方式更快。排序法类似于NLC调制方式中的排序,两者的差别在于排序选择过程中,子模块投入个数的来源,NLC调制方式采用round函数对调制波取整获得,而CPS-SPWM方式使用多电平PWM波,将此信号作为投入子模块个数加入排序模块中。
2.2 不同均压方法下损耗特性对比
仿真参数如附录A表A2所示,由于传统排序法无法直接控制器件等效开关频率使之保持恒定,因此此处排序法采用带限值优化排序法控制桥臂等效开关频率与能量均衡法中的载波频率一致[11],均为400Hz,分析两种均压方法对于损耗影响的差异。
图2中显示了2种均压方法下的子模块电容电压以及子模块触发信号的波形。以图2(a)为例,上图中共有10条曲线,代表了10个子模块中的电容电压,下图中仅有1条曲线,代表了SM1的驱动信号。如图2所示,能量均衡法下开关过程比较稳定,子模块电容电压不随着运行过程产生太大变化,而使用排序法时,器件实际开关频率不固定,存在频繁投切的子模块,也存在投切状态长期不变的子模块,在不同周期内,电容电压极值出现的子模块也不相同。
损耗分布结果见附录A图A3,图A3(a)为一个桥臂上各子模块中各器件损耗结果,能量均衡法下同一桥臂各子模块损耗差别更小,分布更平均,这里结合图2可知,能量均衡法各器件的导通时间和导通时长更为接近,使得其损耗分布规律也接近,排序法各子模块导通时长和导通时刻具有更大的随机性,因此同一桥臂不同子模块损耗波动较大,表1表明,能量均衡法下各个器件的损耗最大波动量比排序法小,说明这种方法下各器件损耗的一致性更高。从总体上看,如图A3(b)和表1所示,使用能量均衡法时各子模块的损耗更小,总损耗率也更小。
综上可知,CPS-SPWM方式在开关频率保持一致的情况下,使用上述两种均压方法时,排序法由于其自身特点,会使得桥臂上各子模块的损耗不完全一致,能量均衡法可以使各子模块的损耗非常接近,一致性较高,且总损耗也更低,因此CPS-SPWM方法下更适合使用能量均衡法来均压。
3 不同环流抑制策略子模块损耗特性分析
3.1 桥臂环流二倍频分量抑制方法
目前主流的环流抑制策略包括利用CCSC法来抑制环流2倍频分量,以及TPD-SHCCS法。CCSC法通过提取三相环流中的二倍频分量对其进行电流解耦,抑制其中的二倍频分量;TPD-SHCCS法通过提取子模块电容储存能量中的高次谐波分量,改变子模块电容电压参考值,由此降低子模块电容电压波动,同时抑制环流二倍频分量。
3.2 不同环流抑制方法下损耗特性对比
此处针对附录A表A2仿真工况,对加入不同环流抑制算法前后的MMC工作状况进行了分析,仿真0.3s前没有加入环流抑制算法,0.3s后加入环流抑制。
附录A图A4为加入环流抑制策略前后的仿真结果,由图A4(a)可知,使用CCSC法可相对而言更有效地抑制环流二倍频分量。由图A4(b)可知,通过直接改变子模块电容电压参考值的TPD-SHCCS法可更有效地减小子模块电容电压波动,同时由图A4(c)可知,TPD-SHCCS法下的桥臂电流上半周峰值更低,电流总体有效值更低。
由附录A图A5可知,采用两种环流抑制方法来进行环流抑制后,子模块损耗变化规律基本一致。采用能量均衡法的CPW-SPWM方式下同一桥臂上各子模块损耗分布规律不随环流抑制算法的改变而过大变化。由表2可知,使用TPD-SHCCS法时各个器件的损耗最大波动率更小,说明此事各器件损耗一致性更高。结合表2和附录A图A5,从各器件损耗分析可以发现,每一个器件都在采用TPD-SHCCS法时损耗更小,子模块总损耗也更小。
综上所述,在CPS-SPWM方式下,有效地抑制环流同样可以降低损耗,CCSC法与TPD-SHCCS法的抑制效果接近,但是TPD-SHCCS法可以更有效地减小子模块器件损耗,损耗一致性更高,同时在实现上也较CCSC法更容易实现,因此更适合实际应用。
4 不同工况下子模块的损耗一致性分析
MMC换流阀除了柔直工程应用外,还可以应用于STATCOM,UPQC,UPFC中,这些FACTS器件在实际应用中,可能会存在交流侧功率因数变化范围大,变化频繁等情况,应用于整流和逆变等不同情况时,损耗分布也会发生变化,因此有必要讨论MMC工作在不同象限时的损耗一致性。
此处分别用能量均衡法均压,载波频率400Hz,以TPD-SHCCS法抑制环流,换流器损耗特性,仿真参数与结果如附录A表A2、图A6及表3所示。
注:各工况下功率均为标幺值。
由附录A图A6及表3可以看出,整流与逆变过程中,在主要传输有功的工况中,均存在一个IGBT的损耗明显高于其他器件,在主要传输武功的工况中,各器件损耗更接近,这与1.3节中损耗计算方法的计算结果一致。从子模块的损耗一致性分析,可以看出,在不同工况下,子模块损耗的一致性较为接近,这说明损耗的一致性受工况影响较小。
5 CPS-SPWM与NLC损耗一致性对比
除了本文重点研究的CPS-SPWM外,NLC调制方式也是MMC常用调制方式。由于PWM对控制响应快,低电平条件下电能质量高等特点,CPS-SPWM方式多用于中低电平应用当中,比如UPFC和SVG;而NLC调制由于其实现过程简单,高电平条件下控制复杂度相对较低等特点,被广泛应用在高电平应用当中[23,24,25]。但是在低电平应用中,也有使用NLC调制方式的实例,因此此处在不同工作条件下分别对比了两种调制方式的损耗特性。
5.1 不同功率因数下对比
此处分别采用NLC(保持因子法均压,等效开关频率400 Hz,TPD-SHCCS法)与CPS-SPWM(能量均衡法载波频率400 Hz,TPD-SHCCS法)方式分别在功率因数0.1,0.5以及1这三种工况下进行仿真,观察换流器在不同交流侧功率因数下损耗变化规律,仿真参数如附录A表A2所示,仿真结果见附录A图A7及表4。
从损耗一致性角度分析,由附录A图A7及表4可以看出,CPS-SPWM方式下同一桥臂各器件的损耗一致性明显高于NLC调制方式。此外,随着交流侧功率因数变化,NLC调制方式受影响较大,各器件损耗变化幅度明显大于CPS-SPWM。从总损耗分析,使用CPS-SPWM方式时,子模块损耗更小,这意味着此时换流器损耗率更低。
5.2 不同模块数下对比
由于单桥臂10个子模块数量相对较少,无法完全体现NLC调制方式的优势,由1.3节分析可知,子模块损耗受桥臂电流影响,因此此处在保持桥臂电流不变的条件下,对20,30,40个子模块工况两种调制方式损耗一致性对比,等效开关频率选为150Hz,均压及环流抑制方法与5.1节一致,仿真结果见图3和附录A表A3。
由图3和附录A表A3结果可知,在不同子模块下,CPS-SPWM方式下子模块损耗均小于NLC调制方式,损耗一致性更高,而且两种调制方式下子模块损耗一致性规律不随电平数变化,显然控制方式对于子模块损耗一致性影响更大。由附录A图A6与图3对比发现,在子模块数量提升到20个以上时,使用CPS-SPWM方式会出现部分靠近桥臂中间的子模块损耗明显低于其他子模块(由4.3节可知该区域的出现位置会受到开关频率影响变化)。
5.3 不同频率下对比
为了比较不同等效开关频率下,两种调制方式的损耗一致性,对150,400,700,1 000Hz工况时两种调制方式的损耗一致性进行对比,单桥臂20个子模块,均压及环流抑制方法与5.1节一致,仿真结果见图4和附录A表A4。图4中,虚线为NLC,实线为CPS-SPWM。
由图4和附录A表A4可知,CPS-SPWM方式在不同频率下的子模块损耗均小于NLC调制方式,损耗一致性更高,该结论与5.1节和5.2节的结论一致。对比图3与图4可以发现,在不同开关频率下,使用CPS-SPWM方式时子模块损耗明显低于其他子模块的区域也在变化,这是由于不同频率下,不同子模块的投入时刻也会变化。
综上所述,在经过各种比较之后,可以看出在不同工况下,CPS-SPWM方式的损耗一致性均由于NLC调制方式,因此从损耗一致性角度考虑,CPS-SPWM更为适合MMC。
6 结论
本文在回顾MMC损耗计算方法的基础上,基于现有的各种常用MMC控制方式,通过PLECS仿真,分析了CPS-SPWM方式下使用各种不同控制方式时MMC子模块损耗一致性,并得出如下结论。
1)使用能量均衡法均压时,各子模块损耗一致性比使用限值法更高,总损耗率更低;使用TPD-SHCCS法进行环流抑制,可以使各子模块损耗一致性更高;不同工况下的子模块损耗一致性较为接近。
2)通过与NLC调制方式在不同工况下的对比可以发现,使用CPS-SPWM方式时的子模块损耗一致性更高,损耗更少。
3)本文对于子模块损耗特性的比较,目前缺乏实验验证,后续还应该通过对试验样机进行实际测试来验证本文结论。
调制推动器 篇6
随着锁相环频率综合器的广泛应用,不同的应用要求也产生了不同的综合器结构,如整数分频环、分数分频环、单环路、多环路等。整数分频频率综合器的频率分辨力就是参考时钟的频率。小数N分频频率综合器就是分频系数N是小数,而不再是整数。小数N分频频率综合器最大的特点就是能兼顾相位噪声和系统速度的要求,特别是针对相位噪声要求不是特别高,但对频率分辨力和环路频率切换速度要求高[1]。
基于一阶的Sigma-delta调制器的频率综合器由于小数毛刺的影响很难在实际产品中得到应用,故通过将一阶Sigma-delta级联,就可以构成新的小数N分频频率综合器(N为小数)。级联的高阶Sigma-delta调制器可以将噪声推向高频处,再通过频率综合器中的环路滤波器进行低通滤波,滤掉高频噪声,从而达到噪声整形的目的。同时,为了避免稳定性的问题而又能得到高阶的噪声整形性能,可以通过对一阶和二阶的调制器进行级联的方式来实现,这就是所谓的Mash(MultiStage NoiseshaPins)型调制器结构[1]。本文采用3个一阶调制器级联的方式,构成三阶的Sigma-delta调制器,称作MASH1-1-1结构[2]。在实现其具体电路时采用Verilog HDL硬件描述语言编写MASH1-1-1结构的代码,在modelSim SE 6.2b中通过了功能仿真并在XUP Virtex-II Pro FPGA开发板上进行了验证,最终采用TSMC 0.13μm CMOS工艺,完成了电路版图。
1 锁相环小数N分频频率综合器
锁相环小数N分频频率综合器的总体电路图如图1所示,图中为全差分结构。其工作原理是:1)鉴频鉴相器(Phase Frequency Detector,PFD)对外部输入的参考频率Fref与锁相环内分频器输出频率Fd进行相位和频率的比较。只要Fref与Fd之间有频差和相位差,鉴频鉴相器就根据该差值输出脉冲信号直接作用于电荷泵。2)电荷泵(CP)根据前级PFD的输出脉冲信号,控制后级的环路滤波器(Loop Filter,LPF)进行充电或者放电,以改变输出电压Vc的值。3)Vc控制压控振荡器(Voltage Controlled Oscillator,VCO)的输出频率FVCO,使得FVCO经N/N+1双模分频器分频后的输出信号Fd的频率和相位朝着更加接近Fref的方向变化。通过不断的反复调整,最终使Fd和Fref同频同相。Vc稳定之后,VCO输出稳定的FVCO,达到锁定状态[2]。
在图1中,双模N/N+1分频器在k个参考时钟周期内是N+1分频,而在L-k个参考时钟周期内是N分频的,则在L个参考时钟周期内对VCO的平均分频比为((N+1)×k+N×(L-k))L=N+k/L,因此综合器的分辨力能达到Fref/L,这样参考时钟就能取得比较高,环路的响应速度随着环路带宽的增加而提高[3]。
在本项目中,参考频率为Fref=20 MHz,频率综合器输出频率FVCO=2 200~4 000 MHz,设分频器的分频比为N·f,则整数分频比N取值范围N=FVCO/Fref为110~200,小数分频比f取值范围在0~1之间的小数。所采用的双模N/N+1分频器的结构图如图2所示。
要实现分频比为110~200,高速预分频器采用8/9分频;程序计数器P取5位二进制位,取值范围为13~26;对于MASH1-1-1结构的三阶Sigma-delta调制器,其输出为3位,即只有分频比的低3位会受到调制器输出的调制,故吞脉冲计数器S取3位,取值范围为0~7。这样,整数分频部分的分频比为104(13×8)~215(26×8+7),覆盖了110~200。
双模N/N+1分频器的具体工作原理如下:将Sigma-delta调制器的8位输出sd_out输入到分频器,给分频器置数。Sigma-delta调制器输出的低3位直接输入到S分频器,给S分频器置数;高5位通过N-1解码器将数字减1,然后给P计数器置数。其具体工作流程如下:开始8/9预分频器处于低模状态(9分频),输入信号FVCO经过9分频由fOUT输出,计数器S和计数器P同时对fOUT计数。由于P>S,当fOUT输出第S个脉冲后,S计数器递减为0,S计数器的输出CO端由低电平变为高电平,8/9预分频器变为高模状态(8分频),P计数器继续计数,当计满(P-S)个脉冲后,P计数器回0,输出端VOUT输出一个低脉冲,使8/9预分频器回到低模状态,S计数器和P计数器复位重新回到初始状态,重新置数,开始下一次新循环。
8/9预分频器进行了S次9分频,(P-S)次8分频,总的分频比为8P+S。8P代表的分频比的整数部分,P计数器的初始值设置为sd_out[7:3]-1;S代表分频比的小数部分,由Sigma-delta调制器的输出的第3位进行调制,故S计数器的初始值设置为sd_out[2:0]。最终,分频器的分频比设置为8*sd_out[7:3]+sd_out[2:0]-8。
2 Sigma-delta调制器的工作原理
2.1 一阶Sigma-delta调制器
由于一阶Sigma-delta调制器与一阶相位累加器的数学模型相同,因此可采用一阶相位累加器来实现一阶Sigma-delta调制器,如图3所示。在建立一阶累加器的模型时,模型应包括其整个工作过程,如累加、进位等。每当有进位产生时必须从和中减去1,设x(n)为累加器的输入信号,s(n)为其和数,c(n)为进位,e(n)为误差信号。其模型如图3a中所示[2]。
图3b是图3a的线性模型,基于线性化的模型,推导出传输函数为
经整理得
其时域模型为
从该传输函数可以看出,(1-z-1)项对量化噪声呈现出高通特性。输出序列c[n]等于输入x[n]加上经整形后的量化噪声。该序列的一个重要的特性就是其输出噪声的频谱集中于高频处,这样就可以通过一个低通滤波器很容易地将噪声滤除。这就是噪声整形的原理。
2.2 MASH1-1-1 Sigma-delta调制器
图4所示为MASH1-1-1结构的Sigma-delta调制器。它是由3个一阶累加器级联而成。图中的延迟单元是采用D触发器来实现,由参考频率Fref作为其时钟。
MASH1-1-1结构中,各个累加器的进位输出函数为
根据图4,ΔN[n]可表示为
展开括号中各项,合并后得
输出ΔN[n]等于输入F[n]加上最后一级的量化噪声。从ΔN[n]的表达式可以明显看出,后面各级可以抵消前级的噪声贡献,只剩下最后一级的噪声。但是这个噪声是经过(1-z-1)3高通项整形后的噪声,其频谱被更大程度地挤压到高频端,因而对噪声的整形效果更好。
调制器的输出ΔN[n]的平均值为f=F/2M,M为累加器的模数,即数字Sigma-delta调制器的比特数。当输入F[n]为一个常数值时,第一个累加器每2M个时钟周期会产生F[n]次进位,所以ΔN[n]的平均值为F/2M,其他累加器的进位输出的长期贡献为零,只是起噪声整形的作用。参考频率为Fref=20 MHz,故M取24时,可得到频率综合器的分辨力为20 MHz/224=1.2 Hz[4]。
对于3阶MASH1-1-1结构的Sigma-delta调制器而言,ΔN只能取-3~4之间的8个整数值,但经过低通滤波后输出可以达到非常高的分辨力。通过与整数分频比N相加,使输出的分频比取N-3和N+4之间的一系列整数值,然后通过在一段时间里取平均,最终得到需要的小数分频比。
3 Sigma-delta调制器的生成版图
当整数分频比N=150,小数分频比f=0.5时,程序得到的仿真图如图5所示。在第一个光标处,sd_rst为1,系统进行复位,之后的一个sd_clk的上升沿,sd_rst为0,系统开始工作。但因为数字系统本身存在的延时,此时输出的sd_out是不正确的,直到第二个光标处。第二个光标之后的sd_clk的上升沿,调制器开始正常工作,并以8个sd_clk为周期,sd_out循环输出150,150,151,153,149,148,152,151这8个值,且(150×2+151×2+153+149+148+152)/8=1 204/8=150.5,符合要求的分频比。
如上所示,Sigma-delta调制器的一个问题是当输入为2的负整数次方或这些负整数次方的和差时(例如0.25,0.5,0.75等),输出端就会出现有限循环问题[5],从而导致在频域中出现毛刺,出现这种现象的原因是这些二进制数字缺乏随机性。这种毛刺也会恶化频率综合器的总体相位噪声特性。
基于TSMC 0.13μm CMOS工艺,完成的Sigma-delta调制器的版图如图6所示。该版图经过了DRC和LVS验证,可应用在锁相环小数N分频频率综合器中。
4 结果分析
对Sigma-delta调制器的版图进行SPICE仿真,可观察到在刚开始工作时,输出的平均电流(VDD)不稳定,最大可以为-1.81 mA,如图7所示。在稳定工作后,如在2 ns之后,平均电流(VDD)稳定在-883~-892μA之间,乘以电压(VDD)1.2 V,可以计算出平均功耗在1.059 6~1.070 4 mW之间,如图8所示。
5 小结
本论文讲述了应用于锁相环小数N分频频率综合器中的Sigma-delta调制器的设计,并结合多模分频器介绍了其工作过程。设计版图与锁相环小数N分频频率综合器的联合仿真符合项目的要求。
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