多径抑制性能（精选四篇）
多径抑制性能 篇1
多径已经成为影响全球卫星导航定位系统(Global Navigation Satellite System,GNSS)精度的主要误差源,如何抑制多径成为研究热点。现在评估多径性能的方法主要是多径误差包络曲线[1]。
目前研究广泛的多径误差包络曲线是基于一种简单化的多径模型得来的。这种简单化多径模型是采用和接收信号相同的信号表达形式,与期望接收的卫星导航信号不同的地方是多径的衰落幅度、到达接收机的时间,在研究时,多径信号的幅度选择小于期待接收的卫星导航信号,到达时间长于所期待接收的信号。该模型下的多径误差包络曲线描述的是理想情况下存在一条几何多径所造成的接收机多径误差。该多径误差包络曲线可以分析不同调制方式信号的多径性能,但由于多径模型与环境因素无关,因此不能反映实际环境中多径信号的特性和多径对接收机产生的真实影响。
1 多径信号模型分析
在分析信号的抗多径性能时,使用的多径信号模型是非常简单化的多径模型在理论研究中一般采用的多径模型是和接收的卫星导航信号特征是相同的,唯一不同之处是信号衰减幅度和传播时间延迟。这种多径信号模型并未考虑到多径信号与环境的关系。
多径和环境是密切相关的,不同环境下的多径是不相同的,因为环境具有复杂性,因此多径也是很复杂的,根据学者的多年研究,得出多径信号具有随机信号的特点[2]。在路地移动服务LMS(Land Mobile Satellite Services)信道模型[3]中,将卫星信号分为直视信号(Ligh of Sign,LOS)、近反射多径信号和远反射多径信号3种,而3种信号的分布特性各不相同。LOS信号的幅度分布在有阴影存在的情况下服从Rice分布或Rayleigh分布。近反射多径信号和远反射多径信号的数目服从Poisson分布,幅度服从Rayleigh分布。近反射多径信号的时间延迟服从指数分布:
式中,τ0为不同环境下的典型时间延迟,远反射信号时间延迟服从均匀分布。
此模型具有随机特性,能够反映不同环境下的多径信号的随机特性。
以上多径模型是和实际环境最贴切的模型,也是最复杂的模型,分析其多径特性需要考虑到环境的因素,因此分析也比较复杂,因此为了便于分析,研究一种相对于随机信道模型的简化随机信道多径模型。
假定多径信号功率为P*(τ),其分布[4]为:
多径信号的时间延迟假定为在[0,τmax]上均匀分布。其中τ0是与环境有关的典型延迟值,由此反映模型和环境的关系。在此基础上,可以得出第i个多径信号的功率[5]为:
相对应多径信号幅度为:
2 多径误差包络曲线
环境相关的多径误差包络曲线根据以上2种多径模型可以分为复杂多径模型的多径误差包络曲线(对应于随机信道多径模型)、简单多径模型的多径误差包络曲线(对应简化随机信道多径模型)2种。这2种多径模型的多径误差包络曲线反映出多径与环境的关系,在分析不同调制方式信号的多径性能和多径抑制技术方面具有更好的指导意义。
复杂多径模型多径误差包络曲线是基于随机信道多径模型提出的。根据多径的随机性特点,其延迟分布是P1(τ),幅度分布是P2(τ),即
式中,α0为反射因子。联合以上分布可以得到多径信号的时延与幅度的联合分布:
从而得到复杂多径模型多径误差包络曲线:
式中,E(τ)为常用的非常简化多径模型的多径误差包络曲线函数,其反映的是理想情况下的简化多径模型的多径性能。
简单多径模型多径误差包络曲线是基于简化随机信道模型的评估方法。假设α0对应于SMR(信号和多径幅度之比),则多径信号的时间延迟和幅度的联合分布为:
因此简单多径模型的多径误差包络为:
3 仿真比较分析
以GPS C/A码为例,地理环境选择为开阔地区、乡村、郊区和城市市区4种不同的环境,4种不同环境下典型的多径参数[7]为:在接收机仰角为25°时,开阔地区的SMR(Signal-Multipath Ratio)为27.5 dB,典型时间延迟为26 m,乡村环境的SMR为13.5 dB,典型时间延迟为57 m,郊区的SMR为20.5 dB,典型时间延迟为56 m,城市市区的SMR为6 dB,典型时间延迟为51 m。在4种环境下进行仿真(仿真参数设定相关器间隔d=0.1 chip),得到2种多径误差包络曲线[6]如图1和图2所示。
从图1和图2可以看出,GPS C/A码的多径抑制性能在多径误差包络曲线和复杂多径模型多径误差包络曲线2种评估情况下,存在很大的不同。4种环境下比较图1和图2,图2的多径误差包络的最大值均比图1多径误差包络的最大值小;多径对信号影响的持续时间,图2持续的时间比图1中多径影响持续时间短;在包络面积方面直观可见,图1的任何环境下的包络面积都比图2同样环境下的包络面积大的多,通过计算可以得出:图1中开阔地区、乡村、郊区、城市市区环境下分别可以抑制多径75%、75.5%、75.3%、76%,图2中4种环境下分别抑制多径85.5%、84.8%、84.9%、85.1%。
同样以GPS C/A码为例,在开阔地区、郊区、乡村、城市4种环境下进行仿真,仿真条件设定为相关器间隔d=0.1 chip,仿真结果如图3所示。
比较图2和图3,图3的最大值略大于图2,多径持影响续时间略比图2长,包络面积比图2略大。图3中4种环境下分别可以抑制多径85.2%、84.2%、84.2%、84.5%。图2和图3虽然存在差别,图3可以反映出多径与环境的关系与对信号的影响,在分析信号多径抑制时,为分析方便,可以采用简化随机信道多径模型对应的简单多径误差包络曲线进行信号性能的评估。
4 结束语
基于简单多径模型提出与环境相关的多径模型进行分析,并分析了与环境相关的多径误差包络曲线。该曲线在一定程度上反映了实际多径环境下多径对接收机的影响。环境相关的多径误差包络曲线为分析实际环境中多径对接收机的实际影响提供评估参考意义,为合理计算环境/接收机联合的多径误差提供必要性。
参考文献
[1]PATZOLD M.Mobile Fading Channels[M].北京:电子工业出版社,2009.
[2]BRAASCH M.Multipath Effects,In:GPS Positioning SystemTheory and Applications[J].Progress in Astronautics andAeronautics American Institute of Aeoronautics andAstronautics,1996,163(1):547-568.
多径衰落中的RAKE接收机性能 篇2
在宽带码分多址 (wideband code division multiple access, WCDMA通信系统中, 无线信号会受到严重的多径干扰。表现为信号除了直接从发射天线到达接收天线外, 还会通过多个不同的反射和绕射路径到达接收端, 发射信号能量分散在这些不同路径中, 最后各径信号以不同的幅度衰减和时间延迟在接收天线处合成了接收机的输入信号。这样的传输信道成为一种频率选择性衰落信道, 这些通过不同路径到达的信号之间将相互干扰, 给信号的接收和解调带来很大的困难。虽然通过增加发信功率、天线尺寸和高度等方法能改善其对移动台接收信号的影响, 但采用这些方法在移动通信中比较昂贵, 有时也显得不切实际。分集接收技术可以有效地克服多径衰落的问题, 它在不增加发射机功率或信号带宽的情况下提高系统的可靠性。分集方法即在若干支路上接收相互间相关性很小的载有同一消息的信号, 然后通过合并技术再将各个支路信号合并输出, 那么便在接收终端大大降低多径衰落。文中通过分析RAKE接收机的工作原理, 并利用System View仿真电路, 对RAKE接收机的作用进行了仿真。仿真的结果表明:RAKE接收机能更为有效地克服多径传输所造成的干扰, 将多径衰落信道分散的信号能量收集起来, 从而降低信号传输的误码率, 提高通信的质量。
2 RAKE接收机的工作原理
RAKE接收机技术是Price和Green在1956年提出的多径分集接收技术。由于它可以有效抵抗多径干扰, 因此在CDMA通信系统中被广泛应用于接收机的设计。在CDMA扩频系统中, 信道带宽远远大于信道的平坦衰落带宽。不同于传统的调制技术需要用均衡算法来消除相邻符号间的码间干扰, CDMA扩频码在选择时就要求它有很好的自相关特性。这样, 在无线信道中出现的时延扩展, 就可以被看作只是被传信号的再次传送。如果这些多径信号相互间的延时超过了一个码片的长度, 那么它们将被CDMA接收机看作是非相关的噪声, 而不再需要均衡了。利用传输信号中扰码良好的自相关特性, RAKE接收机首先搜索到在时间上具有不同延迟的信号, 送入分开的解扩频通路分别处理, 最后按照最大比合并技术将各路信号叠加生成较高信噪比的信号后完成解调。一个RAKE接收机用多个相关器独立地检测出M个最强的多径成分。由于在多径信号中含有可以利用的信息, 所以CDMA接收机可以通过合并多径信号来改善接收信号的信噪比。可以说RAKE接收机所作的就是:通过多个相关检测器接收多径信号中的各路信号, 并把它们合并在一起, 即把接收到的波形与信号的延迟信号相关得到多径成分的相对幅度和相位。把多径成分延迟补偿后按强度比例合并就可有效地恢复多径成分的能量, RAKE接收机的理论基础就是当传播时延超过一个码片周期时, 多径信号实际上可被看作是互不相关的, 即RAKE接收机利用多径信号, 提高通信质量。
如图1所示, 一般的RAKE接收机通常由相关器、合并器和检测器三部分构成。接收到的可分离的多径分量与每个相关器的相关掩模C (t) 进行相关运算, 根据相关器输出信号的相对强度进行加权, 加权后的各路信号同相相加得到输出信号, 及RAKE合并器得到的判决变量, 最后将输出信号送到检测器来判决信号。显然, 如果接收机只有一个单独的相关器, 一旦接收机中使用的单个相关器输出被衰落扰乱, 接收机就不可能校正比值, 从而导致判决器大量误判, 而在RAKE接收机中, 若一个相关器的输出被扰乱, 还可以有其他相关器支路作为补救, 并通过改变被干扰支路的权值, 还可以消除此信号的负面影响, 有效对抗多径衰落。
3 基于System View的RAKE接收机性能仿真
3.1 RAKE接收机仿真图
图2所示为RAKE接收的System View仿真图。表1所示为仿真图中各图标名称。
信号源:这部分采用伪随机序列发生器模块PN Seq, 信号幅度2V, 电平数为2, 频率100Hz。
序列产生模块:采用方波脉冲产生器及通信库中的PN短码产生模块, 序列为4阶, 序列周期为15, 信号频率为1500Hz。
QPSK调制模块:采用抽样器保持器、正弦波发生器、相乘器、相加器, 其中正弦波与余弦波频率为3k Hz。
信道模块:由高斯噪声产生器及通信库中的多径信道模型组成, 该多径信道在10ms中分10个路径。
QPSK解调模块:由接收带通滤波器、同步载波产生器、两个低通滤波器组成。
RAKE接收模块:由乘法器、延迟器、序列产生器及积分泄放电路作为延迟相关器。
抽样判决模块:由抽样保持器和电压比较器组成, 最后两路相加合成输出。
3.2 仿真结果及分析
图3所示为调制前信号与RAKE接收信号及单一路径接收信号比较。
4 结论
由调制前信号与RAKE接收信号及单一路径接收信号比较可见, 信号源发出的信号与解调后得到的信号几乎一致。可以说, 该仿真电路基本实现了从基站发出的信号能被移动的移动台正确解调的功能。通过对RAKE接收的System View仿真, 我们可以清楚地看出3径合并出的信号优于一般相关接收的信号, 说明了RAKE接收机可以有效地利用多径分量, 把多径能量收集起来, 变矢量和为代数和, 从而有效减小多径衰落的影响, 降低误比特率, 降低多径衰落的影响。
摘要：本文在分析RAKE接收技术原理和应用的基础上, 通过System View仿真软件仿真实现了系统中信号的调制解调和接收, 并结合其原理对仿真结果进行分析, 得出以下结论 :通过仿真图的比较, 在多径信道中, RAKE接收机得到的信号优于常规方法恢复出的信号。
关键词：多径衰落,分集接收,RAKE接收机,System View仿真
参考文献
[1]苏华鸿, 孙孺石, 扬孜勤, 王秉钧.蜂窝移动通信射频工程.
[2]樊昌信.通信原理教程.
[3]王兴亮.通信系统原理教程.
多径抑制性能 篇3
卫星导航系统采用二进制偏移副载波调制( Binary Offset Carrier modulated,BOC) 信号。近年来, 一种双重估计技术( Dual Estimate Technology,DET) 被提出[1,2],相比于BPSK - Like[3]、Bump-jump[4]、 边锋消除[5]和gating[6,7]等方法,该技术可实现BOC信号无模糊、全精度跟踪,易于实现[8],是可行性较高的一类方法。
DET的性能取决于副载波环,目前副载波环有两种跟踪方式: 一种采用延迟锁定环跟踪 ( Subcarrier Delay Locked Loops,SDLL) 方式[1,2]; 另一种采用锁相环跟踪( Subcarrier Phase Locked loops,SPLL) 方式[9,10]。SDLL在跟踪精度、多径性能方面可调节,但需要较多软硬件资源; SPLL的资源要求较低, 但不具备可调节性。实际接收机硬件资源受限,故需要比较二者性能,以指导实际接收机设计。
抗多径、跟踪精度和跟踪门限等是性能评估的重要指标。文献[10]指出,SPLL与SDLL跟踪精度近似,且SPLL跟踪门限更低。但在抗多径性能方面尚无明确的对比结论。
本文将对SPLL与SDLL的多径性能进行研究讨论: 利用傅里叶级数建立二者多径误差模型。在此基础上,通过理论分析,对比二者在不同带宽下的多径性能。
1双重估计技术与副载波跟踪方法
1.1BOC信号与双重估计技术
以正弦相位的BOC信号为例,无限带宽下,归一化的BOC( k,1) 信号可以表示为[11]:
式中,c( t) 为扩频码,Tc为码片宽度,cl= ± 1为扩频码极性,g( t) 为持续时间为Tc的单位脉冲方波, s( t) 为副载波,fs= k / Tc为副载波频率,其中k为BOC信号的调制阶数。后文中将fs称为副载波的基频频率。
针对上述BOC信号,暂不考虑载波的影响,双重估计技术采用码环( Delay Locked Loops,DLL) , 与副载波环( Subcarrier Locked Loops,SLL) 两个环路对其伪码成分及副载波成分分别进行跟踪,该技术与传统接收机的差别在于,使用了独立的本地伪码与本地副载波来与接收信号相关,因此其互相关函数为2维,该互相关函数可以表示为:
式中,c( t - τc) 代表本地伪码,s( t - τs) 代表本地副载波,τc与 τs分别为相应的伪码延迟和副载波延迟,T代表相干积分时间。在伪码维度,对 τc,R( τc, 0) 可近似为三角峰,因此DLL环近似为跟踪BPSK ( Binary Phase Shift Keying) 调制的导航信号,接收机从中获得不含模糊度但精度较低的伪距; 在副载波维度,τs和R( 0,τs) 呈周期起伏的特点,接收机从中获得精度较高但含有模糊度的伪距; 通过两伪距的非线性组合[1,2],可最终获得精度较高、且无模糊度的伪距,其最终的伪距精度取决于副载波维度的跟踪精度。
1.2SPLL与SDLL副载波跟踪方法
忽略伪码维度的抖动,仅关心副载波,在副载波维度中,R( 0,τs) 关于 τs对称,且以2Ts为周期起伏,这里Ts= 1 / ( 2fs) 、R( 0,τs) 如图1所示。
SDLL方法利用其对称性,鉴相方程为:
式中Es、Ls如图1中所示,且鉴相间距TDS可变。 SPLL利用周期信号的正交性,鉴相方程为:
式中,Qs与Ps如图1所示。可以认为SPLL的鉴相间隔固定为Ts/2,间距较宽,且Ps可同时用于载波鉴相,故SPLL对硬件要求更低。
2SPLL与SDLL多径性能理论分析
2.1SPLL与SDLL的多径误差模型
本地信号采用匹配的伪码与副载波,则在无限信号带宽下,R( 0,τs) 是周期为2Ts的无限长的三角波[2],因此可以 用傅里叶 级数形式 对其进行 展开[12]:
注意,该展开式中仅含有fs= 1 / ( 2Ts) 的基频,以及奇数次谐波分量。将式( 5) 带入式( 3) 和式( 4) 可得SDLL与SDLL鉴相方程为:
当存在多径干扰时,多径信号的相关值可以表示为:
式中,α 为多径幅度,Δτ 为多径延迟。由于多径会在伪码域上同样有偏移,使副载波域畸变,因此此处以代替 Δτ、α 以补偿畸变,使其仍可满足相同的级数展开形式。
由于多径误差等效为鉴 相方程过零点 的位置[13],因此在分析多径误差时,对于SPLL可以只关心式( 7) 中括号内的分子部分,因此SPLL的鉴相方程在此可以等效为:
而对SDLL,其鉴相方程可重写为:
式中,上标m代表存在多径时的鉴相方程。
根据窄相关理论[14],SDLL可通过降低鉴相间距TDS改善多径性能,因此,当TDS足够小,可以认为SDLL趋近其最优多径性能,此时,则式( 10) 又可以写为:
这样,只需比较不同带宽下式( 9) 、式( 10) 和式( 11) 为0时所对应的方程解,即可评估两种方法的多径性能。注意,上述所有方程的自变量均为 τs。
2.2带限信号下多径性能分析
由于级数在频域中对应一系列线谱,因此,带宽的变化在此可以等效为级数的谐波数目变化,以下分两种情况讨论。
2.2.1带宽内仅含基频分量
基频分量对应 于级数中n = 1部分,此时, 式( 9) 、式( 11) 有以下同样形式:
而此时式( 10) 也可写为:
可见,式( 13) 与式( 12) 有相同的过零点解,且与SDLL方法的鉴相间距TDS无关。
这说明,此时SDLL与SPLL具有相似的多径性能,且SDLL的多径性能与相关间距无关。另外, TDS= Ts时,式( 9) 与式( 10) 将相等,说明鉴相间隔为Ts的SDLL方法与SPLL的多径性能相同。
2.2.2带宽内含有谐波分量
此时式( 9) 和式( 11) 的形式较复杂,难以直接比较两个方程过零点的解,因此此处以数值方式对比。取在[0,2Ts]区间内式( 9) 与式( 11) 的过零点的解,并绘出多径误差包络,如图2所示。
图2中分别给出了带内包含最高谐波为3次和5次时两种方法的多径误差。显然,SDLL的多径极限性能优于SPLL,且该结论在其他多径参数下依然成立。
基于上述分析,可以获得以下理论结果:
1在任意带宽下,SPLL与鉴相间距为TDS= Ts的SDLL方法具有相同的多径性能;
2带内仅含副载波基频分量时,SPLL与SDLL多径性能相同,且此时SDLL的多径性能与TDS无关;
3带内包含副载波谐波分量时,减小SDLL方法的鉴相间距TDS,则SDLL方法的多径性能可优于SPLL方法。
3SPLL与SDLL多径性能仿真对比
上述理论分析中进行了一定近似,本节将进一步以仿真方式对比不同的带宽下SDLL与SPLL的多径性能,分析SDLL方法鉴相间距调节对多径性能改善所需的条件,用于对比上述结论。
3.1仿真方法及仿真结果
仿真方法将采用基于相 关值的模拟跟 踪方式[15],对BOC( k,1) 信号,选取k = 1,2,6三种情况, 对比SPLL与SDLL的多径性能,为展示SDLL的鉴相间距的影响,此处TDS分别取1Ts、0. 5Ts、0. 25 Ts及0. 125Ts四种情况,所采用的评估指标为多径相对功率 - 10 d B时多径误差包络图的面积[16]。仿真结果如图3( a) 、( b) 、( c) 所示。
3.2仿真结果分析
图中带宽折算关系为: 信号的单边带宽BW = ( N × k + 1) /Tc。从仿真计算结果中可以看出:
1图3显示,在不同带宽下,SPLL的多径误差包络面积与1Ts间距下的SDLL基本一致,说明在此鉴相间距下,二者性能接近,该结果与本文2. 2节理论结果1一致。
2在BW = ( k + 1) /Tc时,即带宽内仅含副载波基频分量,SPLL方法的误差 包络面积 略小于0. 5Ts、0. 25Ts及0. 125Ts鉴相间距下的SDLL方法, 此时减小SDLL方法的鉴相间距并不能带来多径性能的改善,反而略有增加。在不同的鉴相间距下, SDLL的多径误差包络面积相差不大,因此,可以认为该仿真结果与2. 2节理论结果2一致。
3当带宽增大至BW = ( 2 × k + 1) /Tc时,不同信号下两种方法多径性能呈现出差别,在BOC( 1, 1) 信号下,SPLL已经略低于0. 5Ts、0. 25Ts鉴相间距SDLL的抗多径性能,因此SDLL性能更好; 而在BOC( 2,1) 、BOC( 6,1) 信号中,SPLL的性能仍略优于任意鉴相间距下的SDLL。这是因为,此时BOC ( 1,1) 信号的带宽内已经含有副载波三次谐波分量; BOC( 2,1) 、BOC( 6,1) 信号带宽内只含有基频分量,因此该仿真结果与本文2. 2节理论结果2和3保持一致。
4当带宽增大至BW = ( 3 × k + 1) /Tc或更大时,SPLL的误差面积明显大于鉴相间距为0. 5Ts、 0. 25Ts和0. 125Ts下的SDLL,此时SDLL具有更好的抗多径能力。且随着信号带宽增大,减小SDLL方法的鉴相间距,可以带来更为明显的多径性能改善。 该仿真结果与2. 2节理论结果3保持一致。
上述仿真结论与理论分析基本一致,且仿真结论显示,当带宽仅含副载波基频时,SPLL方法可略优于0.5Ts、0.25Ts和0.125Ts相关间距下的SDLL方法。
因此,在天线、射频带宽受限,硬件资源受限的情况下,对于码速率较低且BOC调制阶数较低的信号,信号带宽可包含副载波谐波分量时,接收机可选择SDLL方法,并采用小于1Ts的鉴相间距,以获取较好的抗多径性能; 对于码速率高或者BOC调制阶数较高的信号,信号带宽内仅能包含副载波基频分量时,SPLL方法是接收机更好的选择,可在节省硬件资源的 情况下,获得与SDLL相近,或略优于SDLL的抗多径性能。
4结束语
利用傅里叶级数建立了SPLL与SDLL的多径误差模型,并通过理论分析与仿真计算对比了不同带宽下的SPLL与SDLL的抗多径性能。研究显示, 带宽内是否含有副载波谐波分量是决定SPLL与SDLL多径性能优劣的主要因素。
对于伪码速率较低,且BOC调制阶数较低的信号,如BOC( 1,1) 和BOC( 2,1) ,在接收双边带宽大于8 MHz和14 MHz时,即可采用SDLL方式,并尽量减小其鉴相间距,从而可获得比SPLL方法更好的多径性能,且此时对天线、射频无过高要求,因此SDLL方法是较好的选择。
多径抑制性能 篇4
信号传输过程中存在噪声干扰、多用户干扰、码间串扰及外部干扰等,使得UWB系统接收端信噪比有所降低,研究如何改善和提高UWB系统在低信噪比下的性能,不仅具有深刻的理论意义,同时还具有很高的实用价值。跳时多址(TH-MA)是最常见的一种超宽带系统多址接入方式,IR-UWB通常通过脉冲幅度调制(PAM),脉冲位置调制(PPM)等调制方式携带信息,其中TH-PAM系统采用双极性调制,其性能明显优于TH-PPM系统[7]。因此,本文着重研究PAM-TH-MA系统在多径信道下的抗噪性能,并分析采用P-Rake和S-Rake接收机时两种系统的性能。
1 多用户THMA/DSMA-UWB系统描述
1.1 2PAM-TH-MA系统模型
典型的2PAM-TH-MA UWB系统模型如图1,图2所示为2PAM-TH UWB发射机模型。
从图2可以看到,二进制信源产生含有信息比特“0”和“1”的独立同分布且等概出现的二进制序列,每比特通过重复编码器重复Ns次,经过发送编码和PAM调制器,送入脉冲成形器,最后由发射天线发射出去。信息比特持续时间为Tb,二进制序列传输率为Rb=Ns/Tb bits/s,宽度为Tp的纳秒级高斯单脉冲是能量归一化的脉冲波形。第u个用户传输的二进制反极性PAM-TH-MA信号表示为:
undefined. (1)
式中,aundefined∈{±1}是第u个用户的第j个脉冲传输的二进制的数值,Eundefined是每一个脉冲的传输能量;Ts是平均脉冲重复周期,cundefined是第u个用户使用的TH序列的第j个系数,Tc是切普宽度,c(u)jTc是由于TH码引起的时移。每一个TH码都是由Np个独立同分布的随机变量构成的序列,随机变量以概率1/Nh在[0,Nh-1]范围内取整。
1.2 信道和接收机模型
采用IEEE802.15.3a工作组推荐的基于簇方式的模型,根据实际的测量数据对多径的幅度作了修正, IEEE 模型的信道冲激响应可以表示为:
undefined. (2)
其中,X是对数正态随机变量,代表信道的幅度增益;N是观测到的簇的数目, nc是第c簇内接收到的多径数目。
为了减少多径的影响,通常采用Rake接收机。Rake接收主要应用分集技术的思想,充分利用传输中的多径信号能量,以改善传输可靠性。
在接收端使用Rake接收机增加了接收机的复杂性,其复杂程度随判决前后分析和合并的多径数目的增加而增大,因此,可以通过减少接收机处理的多径分量数目来降低复杂性。然而,减少分析的数目会使接收机获取的能量减少。如何在复杂性和尽可能多的获取能量之间取得平衡成为了研究热点。Rake接收机的不同结构和合并策略对其性能有很大的影响。
1.3 性能分析
根据图3所示的Rake接收机模型,接收信号表达式可写为:
undefined. (3)
式中,n(t)是0均值、双边功率谱密度为N0/2的加性高斯白噪声(AWGN),Nm是路径数,τd是每条路径的时延,αd是每条路径的增益。
假设Rake接收机可以很好地估计信道参数,输出端第i′个比特、第l个分支的输出可以表示为:
undefined. (4)
如果两个连续延迟的时间大于脉冲的持续时间,得到噪声的均值和方差为:
E{Nu}=0 . (5)
undefined. (6)
2 仿真结果与分析
采用高斯二阶导函数作为发射脉冲波形,脉冲宽度0.2 ns,脉冲形成因子0.287 7 ns,脉冲的中心0.1 ns。
在CM1信道下,S-Rake接收机的叉指数分别取5、10和20,P-Rake接收机的叉指数分别取10、20和30,采用最大比合并接收, TH-PAM超宽带单用户系统性能如图4所示。
从图4可以看出,S-Rake接收机的性能优于P-Rake接收机,并且随着叉指数的增加,系统性能均得到提高。这是因为S-Rake接收机是从接收机输入端获得的众多径分量中选择最好的几个分量,而P-Rake接收机没有选择过程,直接合并最先到达的几个路径。但是,当最好的分量位于信道冲激响应的起始处时,如在LOS情况下,两者的性能差距就会减小。
在CM1信道下,采用最大比合并的20个叉指数S-Rake接收机,不同帧数时的TH-UWB超宽带系统性能如图5所示。TH-UWB系统在多用户情况下,所用跳时码有一个额外的时间偏移,如果这个时间偏移太小,就会增加用户间的碰撞概率,帧数越多系统性能就越差。
3 小结
本文利用IEEE 802.15.3a工作组建议的标准UWB室内信道模型,针对TH-MA-UWB系统,分析了采用S-Rake和P-Rake接收机时系统的性能。仿真结果表明,在多用户情况下,随着帧数的增加,TH-UWB系统的性能将变差。此外,对系统分别采用S-Rake和P-Rake接收机时的性能进行了比较,仿真结果表明,采用S-Rake接收机时的系统性能要优于P-Rake接收机。
摘要：超宽带(UWB)通信具有数据速率高、功率谱密度低、定位精度高以及抗多径能力强等优点,通过重复利用频谱,可解决频谱拥挤不堪的问题,已成为无线通信领域研究的热点。本文针对PAM-TH-MA系统在多径信道下的抗噪性能进行研究,并比较了分别采用S-Rake和P-Rake接收机时的性能。仿真结果表明,采用S-Rake接收机时的系统性能优于P-Rake接收机。
关键词：脉冲无线电超宽带,脉冲幅度调制,系统性能,Rake接收机
参考文献
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