电流控制电流传送器（精选四篇）
电流控制电流传送器 篇1
高压直流(HVDC)输电系统具有传送效率高、建设成本低和运行稳定等优点,已经成为现代电能传输领域的重要选择方式[1,2]。HVDC换流器主要包括电压型换流器(VSC)、电网换相换流器(LCC)和LCC-VSC混合直流输电换流器。
VSC具有功角和直流电压两个控制自由度,功率控制灵活,同时兼顾电网电能质量,但是对换流器控制与保护和电网故障响应要求更高[3,4,5]。LCC的特点是传送功率大,损耗低和全性能高以及故障响应时间短,但是容易出现换相失败,产生谐波,消耗大量无功功率[6,7,8]。有学者提出VSC-LCC混合HVDC拓扑结构,优点是只需少量或者不需无功功率补偿,可以作为独立电源向电网提供稳态和暂态支撑,对电网故障响应迅速[9,10,11],但控制器设计较为复杂。
电流注入式换流器借助于直流纹波注入技术,在传统12 脉波换流器增加了电流重注入回路,构成多电平电流重注入换流器(MLCR-CSC) 。MLCR-CSC控制方式与LCC相同,并且重注入电路时序与主电路触发角度同步,可以实现晶闸管电流过零关断、谐波消除和单位功率因数运行,因此MLCR-CSC作为HVDC换流器有一定的优势。然而,单组MLCR-CSC的唯一控制变量只有功率角,有功功率和无功功率独立控制受到限制[12,13]。
为了研究基于MLCR-CSC的HVDC换流器在电网不同工况下的功率控制特性,从实际工程角度出发,设计了两组MLCR-CSC(DMLCR-CSC)协调工作的方案,在一个相对较宽的范围内,对发送端的有功功率和无功功率进行解耦线性化,设计精度较高、响应迅速的经典PI控制器,实现功率灵活控制的同时完成功率倍增[14,15,16]。仿真验证主要包括换流器设备运行特性,电网正常工况、网侧单相故障、两相相间短路故障和直流侧故障时的电压电流功率特性。
1 结构拓扑与变开关角控制
1.1 拓扑结构
图1 是新型换流器拓扑结构,交流侧采用两组MLCR-CSC串联拓扑结构,它可以实现改变相角来控制电流幅值;DMLCR-CSC可以适应更高的电压等级。DMLCR-CSC协调控制,在基波频率下可以实现交流侧电流相位、幅值及其电能质量的控制,摆脱了换流器对滤波器和固定电容组无功补偿设备,简化了换流器并网设计。
1.2 变开关角控制
图2 为DMLCR-CSC系统相角分析图。网侧交流电压US,网侧交流电流I1可以分解为IA1和IA2,矢量关系为I1=IA1+IA2。IA1和IA2的幅值基本一致,相位不同;IA1和IA2的幅值大小由直流侧电流决定。α1和 α2为两个换流器触发角。
换流器交流侧电流I1的幅值和相位如式(1)、式(2)。
从式(1)、式(2)可以看出,换流器交流侧电流I1的幅值由cos[(α1-α2)/2]决定,I1的相位由(α1+α2)/2决定。因此,DMLCR-CSC网侧电流的幅值通过改变PWM调制系数达到参考值,相角通过控制两组换流器电流导通时刻实现控制目标。
1.3 功率独立控制
从MLCR-CSC功率控制特性分析,设计了经典PI控制策略,如图3。它主要包括功率运行的四个状态,高有功功率、高无功功率控制方式,低有功功率、高无功功率控制方式,高有功功率、低无功功率控制方式,高有功功率、零无功功率控制方式。图3 表明在一个较宽的范围内,通过改变两个换流器开关角 α1和 α2,可以控制换流器网侧有功功率和无功功率,实现功率解耦控制[17,18,19,20]。
2 功率解耦控制器设计
HVDC换流器发送端控制有功功率和无功功率,接收端控制直流侧电压恒定和无功功率。为了便于分析换流器稳态特性,接收端采用通常的开关角控制两组换流器,即两组换流器的控制一致;发送端采用变开关角控制,接下来主要讨论发送端功率控制模型。传统控制器设计只是满足了在较小的范围内实现线性调节,并不能满足变开关角控制方法,因此,控制器设计需要构建有功功率和无功功率到DMLCR-CSC主电路触发信号 α1和 α2的精确传递函数[21,22,23,24,25,26,27,28]。
发送端有功功率P1、无功功率Q1表示为
对有功功率为P1、无功功率为Q1求导得:
发送端换流器网侧功率变化率为 ΔP和 ΔQ,与之相对应的换流器触发角度的变化率 Δα1和 Δα2满足下式:
如果矩阵A是非奇异的,那么它的逆矩阵使换流器具有线性化控制特性,A-1为
设计了DMLCR-CSC逻辑控制框图,如图4。主要分为信号采集部分和信号处理部分。信号采集部分包括网侧和直流侧电压电流信号的采样,计算得到实时功率。信号处理方式包括有功功率和无功功率两个控制方式相同的通道,以及二级功率调整回路。Pref和Qref为有功功率和无功功率指令,Pmeas和Qmeas为电网实时的有功功率和无功功率, G(s)是PID传递函数。输电系统参数经过采样和设定值比较,得到误差增量 ΔP和 ΔQ。同时,直流电流反馈信号来实时监测控制器的精度,其中I1mean为监测实时信号,I1ref为参考信号,经过PID传递函数,得到直流电流误差 ΔI1,与有功功率和无功功率转化触发角作用得到 ΔP和 ΔQ。ΔP和 ΔQ经过PID控制器得到对应有功功率增量的每组换流器触发角度分量 Δα1p和 Δα2p,对应无功功率增量触发角度分量 Δα1q和 Δα2q;经过解耦计算得到 Δα1和 Δα2。经过积分过程,得到触发角度 α1和触发时序脉冲 α2,实现了非线性换流器线性化控制的功能。故障或者非正常状态下,智能故障检测装置得到故障信号,自动调整重注入电路触发脉冲序列的宽度,使得换流器在每个基波周期内有6 个电流过零点,从而使主电路晶闸管器件在3.3 ms左右控制网侧电流,迅速保持在安全运行状态。
3 系统仿真
仿真验证主要对DMLCR-CSC功能及其HVDC换流器运行特性进行验证,重注入电流的电平数为9。
3.1 DMLCR-CSC过零关断与谐波消除
图5 中,在0.05 s,Ij1幅值到达最大,换流器IB△的幅值为零,为Δ桥换相提供了零电流关断(ZCS)条件;在0.055 s时,Ij2幅值最大,上部换流器IBY的幅值为零,为Y桥换相提供了零电流关断(ZCS)条件。重注入电流的频率为电网基波频率的6倍,在每个基波周期提供6 个电流过零点。
9 电平电流重注入换流器的主变压器Y接换流器的直流电流IBY输出呈现9 电平,主变压器Δ接换流器的直流电流IB△输出呈现9 电平。主变压器二次侧Y接换流器A相交流输出电流Ia Y导通120º,二次侧Δ接换流器A相交流输出电流IaΔ导通120º。二次侧Y接和Δ接经过主变压器耦合,得到变压器一次侧A相近似于正弦波交流电流。
3.2 不同零电流脉宽对网侧电流的影响
重注入电流波形采用一个线性上升和下降的三角波进行调制,重注入电路门极可控器件的开关脉冲宽度以均分为基准。脉冲宽度定义为每个周期20 ms,有6 个电流过零点,所以零脉冲宽度基准为20/12n,其中n为重注入电路电平数。在不同触发角度,9 电平分别设置了零电流脉冲宽度为基准值的0.85~1.225 倍,等间距0.25,得到了谐波含量、电流幅值与零电流脉宽基准倍数和主电路触发角度的数据,如图6 所示。
3.3 HVDC正常情况运行特性
图7 是正常运行状况下,发送端和接收端换流器电压电流和功率波形图。从0 s开始,参考电流以特定的斜率线性增大到0.1 p.u.;直到直流侧电压上升到1 p.u.,0.4 s时,直流侧母线电压达到稳定状态。电流建立的过程与电压建立过程一致,在0.6s达到正常稳定运行状态。稳定运行过程中,发送端发送的有功功率约为0.99 GW,无功功率为0.3Gvar;发送端吸收的有功功率约为0.99 GW,无功功率为0.78 Gvar。在1.4 s,输电系统停止运行,与正常启动的过程中变量变化相反。
3.4 HVDC直流侧短路故障
图8 是输电系统直流侧故障时,HVDC换流器电压电流功率的波形。设置0.8 ~1.0 s直流侧短路故障。0.8 s时,直流侧参考电流迅速减小到为0,实际的直流电流也立刻减小。由于DMLCR-CSC有过零关断的功能,在3.3 ms内检测到直流侧故障并且无延时地实现换流器电流为0,发送端交流侧电流也迅速为0。直流侧短路电压最大1.5 p.u.,发送端交流侧电流在短路时最大为2.5 p.u.,完全在安全裕度范围内。发送端换流器在故障之后,迅速停机,防止短路故障影响其连接的电网。发送端输送的功率在故障之后,也变为0。1.0 s,故障切除,整个输电系统进行开机检测。
3.5 HVDC送端单相短路故障
图9 是送端电网出现单相接地短路故障时,输电系统电压电流功率的仿真波形。设置0.8~1.0 s接收端单相接地短路故障。短路故障出现,A相电压为0,交流侧电流迅速减小到0.3 p.u.。直流侧电压下降,直流侧电流稳定在0.85 p.u.。接收端交流侧电流受到发送端电压故障,电流有短暂下降过程,但电压和电流很快进入一个的稳定状态。
故障期间,发送端的有功功率和无功功率均下降到原来的一半;接收端的有功功率维持在原来的一半,无功功率增大到原来的一倍,来维持接收端电压和电流的正常运行。1.0 s,故障解除,发送端交流侧电压电流功率均恢复正常,直流侧电压恢复到1.0 p.u.,直流侧电流恢复到0.9 p.u.;接收端交流侧电压电流均恢复正常,有功功率恢复到故障前的状态,无功功率下降一半。
3.6 HVDC送端两相短路故障
图10 是送端电网出现两相短路故障时,输电系统电压电流功率的仿真波形。设置0.8~1.0 s接收端发生AB相相间短路故障。发送端短路故障出现,A相电压为0,B相电压为0.5 p.u.,交流侧电流出现迅速下降到0.2 p.u.后,直流侧电压下降,直流侧电流稳定在0.6 p.u.。接收端交流侧电流受到发送端电压故障影响,电流有个短暂下降过程,但电压和电流很快进入一个的稳定状态。
故障期间,发送端的有功功率和无功功率均下降到原来的40%;接收端的有功功率维持在原来的一半,无功功率增大,来维持接收端电压保持恒定。1.0 s故障解除,发送端交流侧电压电流功率均恢复正常,直流侧电压和电流恢复到1.0 p.u.;接收端交流侧电压电流均恢复正常,有功功率和无功功率恢复到故障前的状态。
4 结论与展望
从仿真结果可以得到以下结论:
(1) DMLCR-CSC电路在每个基波周期内提供6个电流过零点,实现了晶闸管电流过零关断; 9 电平DMLCR-CSC,主电路晶闸管导通频率50 Hz,重注入电路IGBT导通频率600 Hz。
(2) DMLCR-CSC通过注入多电平电流,能够有效降低输出波形谐波含量,不同触发时刻均低于4%,并且THD在谐波含量与触发角 α 没有关系;实现单位功率因数运行;9 电平MLCR-CSC最优零电流脉冲宽度为基准的1.125 倍,THD=2.11%。
(3) DMLCR-CSC在网侧单相接地故障、两相短路故障和直流侧短路故障时,换流器在3.3 μs内出现主电路晶闸管电流为零,安全快速实现触发脉冲封锁,把电流控制在安全的范围内;整个故障过程,换流器没有受到短路带来破坏性的危害,提高了设备安全稳定性能。
电流变柔性微致动器驱动电源的研究 篇2
电流变柔性微致动器驱动电源的研究
针对电流变柔性微致动器所用的驱动电源,在理论上探讨了采用交流或直流供电方式的特点,并以此为基础设计了驱动电源的电路结构,然后针对驱动电源的`关键技术做了分析,提出了稳定性补偿方案并进行了试验研究.试验结果表明电流变微致动器的分布电容对驱动电源的动态响应有很大影响.
作 者：吴忠 苑伟政 彭炎午 WU Zhong YUAN Wei-zheng PENG Yan-wu 作者单位：西北工业大学,宇航制造工程系,陕西,西安,710072刊 名：航空学报 ISTIC EI PKU英文刊名：ACTA AERONAUTICA ET ASTRONAUTICA SINICA年，卷(期)：200021(1)分类号：V242.2关键词：电流变柔性微致动器 驱动电源 微机械 电流变液
电流控制电流传送器 篇3
ECT在数据传输时难免会由于信道传输特性不理想,且易受到各种噪声和干扰的影响,使得经信道传输后接收到的数据与发送数据之间存在着差异。为减小这种差异的产生,保证数字通信系统的传输质量,通常采用差错控制技术。在数据传输过程中,常用奇偶校验法和循环冗余校验法(CRC)来确保传输数据的正确性。CRC校验由于检错能力强、误判率很低,且编、译码电路简单,因而被广泛地应用。
1 CRC校验基本原理及算法实现
CRC算法是把原始数据输入到一个校验公式中,生成一定长度的校验码,然后把校验码添加到原始数据的后面,组成新的数据[10]。CRC校验码的作用是保证数据的可靠性,它本身并不是系统要求传输的数据,所以对于系统而言是冗余的。计算CRC、组成新数据的过程是编码,用相同的方法把数据译码,就可以发现数据是否变化。编码和译码的原理恰好相反,因而只需掌握编码原理即可得到译码原理,文中只介绍编码原理及实现。
1.1 CRC编码与检错原理
在模运算中,模2加减法的结果是相同的,都可用逻辑运算“异或”完成,模2乘法运算可用逻辑运算“与”完成,模2除法只在除数为1时有效,且结果维持不变,也可是“异或”运算。二进制序列数据流,可用模2多项式表示多项式的系数就是序列的值。
设原始数据是n位长度的二进制序列,表示为校验公式的最高次数为k,表示为 以G(x)为模对xk×M(x)作模运算,[xk×M(x)]/G(x)=Q(x)+R(x)/G(x),Q(x)和R(x)分别是商和余数。R(x)就是CRC校验码,多项式最高次数为k-1。编码之后的数据为C(x)=xk×M(x)+R(x),因为模2加减法运算的结果相同,所以C(x)=xk×M(x)-R(x)=Q(x)×G(x),在译码时,对C(x)作模运算,其结果应该为0,若不为0则说明数据在传送的过程中发生了改变。
设待传送的n位信息码为(mn-1,…,m1,m0),对应的多项式为
式中mi=0或1;x的幂次对应于各码元的位置。
所谓编码,就是根据n位信息码元,计算出与这n位信息位码元相关的k位监督码元,形成(n+k,k)格式的码字C(x),C(x)就是要发送的码元序列。C(x)的码字结构如图1所示。
CRC编码的步骤是:
a.将信息多项式M(x)左移k位,即M(x)乘以xk,得xkM(x);
b.将xkM(x)除以生成多项式G(x),得余式R(x),R(x)为CRC校验码多项式,对应k位监督码元;
c.码字C(x)=xkM(x)+R(x)。
1.2 CRC算法的硬件实现
尽管CRC校验的数学表达式较复杂,但是它可通过软件或硬件电路实现,由于软件计算的速度受限于系统CPU的速度,且在设计的电子式电流互感器中数据的传送是由硬件电路完成的,可采用硬件电路实现CRC算法[11,12,13]。
最常见的CRC硬件实现方法是串行计算方法,其原理是使用一位数据输入,n位长度的原始数据连续计算n次后得出校验码。串行计算的电路结构简单,容易实现,可工作在较高的时钟频率下。串行计算时,每次输入一位数据,输入数据和上一次异或运算的结果组成新数据,循环进行异或运算,直到所有数据都已经输入,整个电路可用移位寄存器加异或门实现[14],CRC串行实现电路的结构如图2所示。
其中,Sgi=0表示开关断开,Sgi=1表示开关合上。
串行实现方法虽然可以计算各种CRC,但是一个时钟周期只能计算一位数据,效率比较低,只适用于低速的串行输入/输出系统。但随着通信速度的不断提高,高的数据传输带宽要求CRC的计算速度越来越快,串行计算的方法已经不适应要求,所以越来越多的使用并行计算方法。
对于待发送的n位并行数据dn-1…d1d0,并行处理算法可以转变为寻求下式对于校验多项式的模2除。
根据生成多项式,可建立CRC并行处理算法的硬件电路模型,对于8位输入数据和特定的生成多项式G(x)=x16+x12+x5+1其硬件电路模型见图3[15]。
2 用VHDL语言实现CRC校验及实例仿真
从数学表达式来看,要实现CRC的编码是非常复杂的。但是,无论是串行实现算法还是并行实现算法,都可通过简单的硬件电路实现。在现有的基于CPLD设计的电子式电流互感器数据传输系统中,利用VHDL语言是很容易实现CRC校验的。根据图3给出的并行处理算法硬件电路模型,下面给出了针对8位待传输数据和特定生成多项式G(x)=x16+x12+x5+1的VHDL语言的程序实现。
其中,crc(0)~crc(15)为图3中16个触发器的当前状态,当8位并行数据d(0)~d(7)输入至编码电路后,在时钟信号clk的上升沿到来后完成上面VHDL语言描述的运算,并将运算结果存于next_crc(0)~next_crc(15)当中,待时钟信号clk的下降沿到来后,就将中间结果next_crc(0)~next_crc(15)赋给crc(0)~crc(15),至此一次编码运算已完成,crc(0)~crc(15)就为最新的编码结果。
利用VHDL语言实现的硬件电路可以通过第三方专业仿真软件对其进行仿真,业界常用的仿真软件是Model Sim SE。
3 结论
电子式电流互感器作为电力系统中一种新兴的电量测量、电能计量和继电保护的重要部件。在电子式电流互感器的数据传送中引入并行处理的CRC校验,能保证数据的准确传送,且能满足对速度的要求。为电子式电流互感器应用到各种实际场合提供了准确、快速的保障。
摘要：电子式电流互感器(ECT)可极大地提高测量可靠性和精度。ECT的高压侧采样数据经过光纤传输至低压侧,可采用循环冗余校验(CRC)来确保数据传输的质量。在比较串、并行处理算法性能的基础上,利用VHDL语言设计了快速并行处理算法,构建了一个CRC模块,并采用仿真软件ModelSimSE验证此模块。通过对实例的时序仿真波形分析,证实了此CRC发生器可得到准确的编码输出。
电流控制电流传输器的温度补偿技术 篇4
本文为CMOS CCCII提出一个新的温度补偿技术。这种技术主要使用电流偏置电路和分流电路来为CCCII产生偏置电流,其中偏置电路中的电流和μC′OX成正比。而且本电路仅仅使用CMOS和一些外部电压以及电流源,因此电路很容易集成到一个芯片上。基于0.5μm CMOS工艺参数,运用HSPICE仿真软件,对提出的电路进行仿真,仿真结果验证了电路的正确性。
1 电路结构及工作原理
1.1 传统CCCII
X、Y、Z端之间电流电压变量关系可用矩阵式(1)来表示。
其中,矩阵中的正负号分别代表CCCII+和CCCII-,对CCCII+而言,Iz=+Ix,对CCCII-而言,Iz=-Ix;Rx为X端口的寄生电阻。
传统CMOS CCCII+的电路图如图1,其主要基于互补的源极跟随电路[6]。X端阻抗计算表达式为:
其中,gmi代表i号晶体管的跨导。假设晶体管相互匹配(M10匹配M11),也就是说gm10=gm11,则:
其中:
因为晶体管的跨导与成比例,所以完全有可能通过改变偏置电流的值来控制跨导。Rx温度稳定性完全取决于CMOS的物理参数β[7],而β的温度依赖性可以表示为:
其中β0为CMOS在参考温度T0下的参考物理参数。可以表示为:
从式(5)可以看出,Rx提供了正温度相关性,因此电流偏置电路需要提供相反的负温度相关性作为补偿。
1.2 温度补偿型CCCII
温度补偿技术的原理主要是利用电流偏置电路,利用电流偏置电路产生一个具有负温度相关性的电流。
图2显示了这个电流偏置电路,此电路产生了一个直接绝对温度相关的电流。晶体管MR1、MR2、MR8、MR9构成一个基准电流产生电路[8],可以产生基准电流Ia,而:
其中
为了获得较低的电源敏感度,加入共源共栅晶体管MR3至MR7,从而利用其形成电流镜,则可以通过MR12来获得基准电流Ia。
而MR13到MR19的功能作为电流乘除装置来提供一个输出电流Io[9]
其中Ib为外部偏置电流。
图3所示为完整的温度补偿CMOS CCCII,而表1则标明了所有使用晶体管的宽长比(W/L)。合并表达式(3)和式(7),能够得到寄生电阻Rx的表达式为:
如果,则:
现在可以看到Rx对温度已经不再敏感,而是完全由Ib来控制其值的变化。
2 电路仿真
采用MOSIS 0.5μm CMOS工艺参数进行HSPICE仿真。电路采用±3 V电源进行供电,电流Ib设置为85μA,V=250 mV,并且一个输入信号电压加载在X端。仿真结果如图4所示,其显示了X端电阻对于温度变化的情况。
图4 中的仿真结果显示了补偿电路的温度特性要比传统电路好的多。在温度从-20～+100℃的变化范围中,传统电路与补偿电路的最大电阻偏差接近25.24和3.34%。
本文为CMOS CCCII提出了一种新的温度补偿技术。为了消除CMOS CCCII的温度敏感度,设计了一个电流偏置电路,其中的电流和绝对温度成比例。根据HSPICE的仿真结果,可以确认温度补偿电路的温度敏感度要比传统电路低的多。因此所提出的温度补偿电路适合应用在集成电路中。
摘要：针对于目前CMOS电流控制电流传输器(CCCII)中普遍存在的温度依赖性问题,提出一个新的温度补偿技术。这种技术主要使用电流偏置电路和分流电路为CCCII产生偏置电流,其中偏置电路中的电流和μC′OX成正比。基于0.5μm CMOS工艺参数,运用HSPICE仿真软件,对提出的电路进行仿真,仿真结果验证了电路的正确性。
关键词：电流控制,电流传输器,温度补偿,偏置电路
参考文献
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