射流推力矢量控制技术研究

射流推力矢量控制技术研究（共7篇）

篇1：射流推力矢量控制技术研究

射流推力矢量控制技术研究

射流推力矢量控制技术是一种全新概念推力矢量技术,其具有机械式推力矢量喷管无法比拟的优点.文中概要介绍了射流推力矢量控制技术喷管的工作原理、基本概念和发展情况.着重介绍了几种典型控制方法和其优缺点,以及国内外试验情况,并提出国内在射流推力矢量控制技术方面应发展的方向.

作 者：连永久 LIAN Yong-jiu  作者单位：沈阳飞机设计研究所,辽宁,沈阳,110035 刊 名：飞机设计 英文刊名：AIRCRAFT DESIGN 年，卷(期)： 28(2) 分类号：V233.7+57 关键词：二次流   射流推力矢量   喷管   激波   反向流  

篇2：射流推力矢量控制技术研究

推力矢量控制飞行的仿真研究

针对推力矢量控制飞行进行了仿真研究.推力矢量参与飞行控制,提高了飞机过失速飞行控制能力.在已建立的飞机和部件级的推进系统模型的基础上,进行了过失速机动飞行仿真,对推进系统常规控制与稳定性控制作了对比,结果验证了推力矢量控制飞行的.可行性.

作 者：王立峰 张津 唐海龙 WANG Li-feng ZHANG Jin TANG Hai-long 作者单位：北京航空航天大学,404教研室,北京,100083刊 名：航空动力学报 ISTIC EI PKU英文刊名：JOURNAL OF AEROSPACE POWER年，卷(期)：15(4)分类号：V233.7关键词：推力矢量控制 飞机模型 发动机模型 综合飞行/推进控制

篇3：射流推力矢量控制技术研究

目前较为成熟的三相异步感应电机控制方法均采用两电平PWM控制,其输出电压中除基波外,还包含有大量的谐波分量,造成电压波形的畸变,因而运行效率较低,浪费了大量的电能。针对这种状况,文中介绍了采用当前较新的电压空间矢量PWM控制方法控制电机,其数学模型是建立在电机统一理论、电机轴系坐标变换理论基础上的。它把电动机看成是一个整体加以处理,所得数学模型简单,便于由微机实现实时处理,从而可使控制系统结构简单,实时性强,能获得更好的性能。从而提高电机的综合节电效率,实现较好的节能效果。对电动机电压空间矢量实施控制,可以得到逼近圆形的磁链轨迹,以减小电机低频的转矩脉动和谐波电流损耗。采用电压矢量分析方法在定子坐标系进行磁通计算,无须对定子电流进行解耦,免去了矢量变换的复杂计算,控制结构简单,便于实现全数字化,目前正受到各国学者的重视。

2 电压空间矢量PWM控制(SVPWM)原理

2.1 基本思想

电压空间矢量来自于交流电机的旋转磁势空间矢量。由电机学知,旋转磁势是由三相正弦脉振磁势合成得到的:

$\{\begin{array}{l}\overrightarrow{F}{}_{\text{A}}=F{}_{\text{ϕ}}\cos \omega te{}^{j0{}^{{\rm O}}}\\ \overrightarrow{F}{}_{\text{B}}=F{}_{\text{ϕ}}\cos (\omega t-120{}^{{\rm O}})e{}^{j120{}^{{\rm O}}}\\ \overrightarrow{F}{}_{\text{C}}=F{}_{\text{ϕ}}\cos (\omega t+120{}^{{\rm O}})e{}^{-j120{}^{{\rm O}}}\end{array}(1)$

式中 Fϕ——每相磁势脉振幅度;

{ej0O,ej120O,e-j120O}(非正交基)——三相坐标轴对应的单位矢量(类似于直角系中$\overrightarrow{i}$,$\overrightarrow{j}$,$\overrightarrow{k}$)。

如图(0)所示。

图中每个脉振矢量的方向一定,但幅度按正弦变化。

三者的合成矢量

$\begin{array}{l}\overrightarrow{F}{}_1=\overrightarrow{F}{}_{\text{A}}+\overrightarrow{F}{}_{\text{B}}+\overrightarrow{F}{}_{\text{C}}\\ =F{}_{\text{ϕ}}\cos \omega t+F{}_{\text{ϕ}}(\frac{1}{2}\cos \omega te{}^{j0°}+j\frac{3}{2}\sin \omega t)\\ =\frac{3}{2}F{}_{\text{ϕ}}(\cos \omega te{}^{j0°}+j\sin \omega t)\\ =\frac{3}{2}F{}_{\text{ϕ}}e{}^{j\omega t}(2)\end{array}$

可见三相三个脉振磁势都不旋转但合成效果都是以ω旋转的矢量,其顶端轨迹为圆。

反过来,任一旋转矢量也可以分解为三个轴上的分矢量(可逆性)。定子三相磁链同样可以合成为磁链空间矢量$\overrightarrow{\Psi }$1。

定子三相电压也都是三相对称正弦量,尽管不象旋转磁场那样存在空间对称分布,但从纯数学的角度来看,可以定义数学意义上的空间坐标系概念。这样,将交流电机统一理论中的空间坐标矢量的概念直接加以拓展(或移值),定义相应的电压合成空间矢量。电压空间矢量:

$\begin{array}{l}\overrightarrow{U}{}_1=\overrightarrow{U}{}_{\text{A}}+\overrightarrow{U}{}_{\text{B}}+\overrightarrow{U}{}_{\text{C}}\\ =[u{}_{\text{A}}‚u{}_{\text{B}}‚u{}_{\text{C}}]\left[\begin{array}{l}1\\ e{}^{j120°}\\ e{}^{-j120°}\end{array}\right](\text{综}\text{合}\text{矢}\text{量})(3)\end{array}$

因此,异步电动机的三相对称绕组由三相平衡正弦电压供电时,对每一相都可以写出它的电压方程式。三相合起来,可用合成空间矢量表示定子的电压方程式为

$u{}_1=r{}_{1}i{}_1+\frac{\text{d}\Psi {}_1}{\text{d}t}\Psi {}_1\approx {\displaystyle \int (}u{}_1-r{}_{1}i{}_1)\text{d}t(4)$

式(1)表明,电压空间矢量u1的大小约等于Ψ1的变化率,磁链矢量顶端的运动轨迹形成圆形的空间旋转磁场(一般简称为磁链圆)。感应电机的恒磁通变频调速是通过调压、调频两种功能来调节电动机的转速的交流电机的磁链(磁通)是一个矢量,在α-β坐标系中,对于恒定大小的磁链其轨迹是圆,直接从维持磁链轨迹为圆的角度出发,通过调控逆变器的开关状态,控制逆变器输出的电压矢量来逼近磁链的圆形轨迹,这就是电压矢量控制PWM法的基本出发点。

2.2 电压空间矢量与磁链轨迹

在变压变频调速系统中,异步电动机由三相PWM逆变器供电,这时供电电压和三相平衡正弦电压有所不同。

由图(1)电压型逆变器的主电路可看出,一台电压型逆变器,由三组、六个开关(V1、V3、V5、V2、V4、V6)组成。为了简单起见,六个功率开关器件都用开关符号表示。为使电机对称工作,必须三相同时供电,即在任一时刻一定有处于不同桥臂下的三个器件同时导通,而相应桥臂的另三个功率器件则处于关断状态。这样从逆变器的拓扑结构看,功率器件共有八种工作状态,即V6、V1、V2导通,V1、V2、V3导通,V2、V3、V4导通,V3、V4、V5导通,V4、V5、V6导通等八种工作状态。如把上桥臂开关器件导通用“1”表示,下桥臂开关器件导通用“0”表示,则上述八种工作状态可以相应表示为100、110、010、011、001、101与111、000八组数字。对于每一个有效的工作状态,三相电压都可用一个合成的空间矢量表示,其幅值相等,只是相位不同而已。

将图中所示的理想磁链圆作为基准圆,适当地使用图(2)中8种磁链矢量追踪基准磁链圆。使用不同的磁链矢量,意味着使用不同的开关模式。开关模式的切换,则形成逆变器输出电压PWM波。

2.3 空间矢量追踪磁链轨迹的控制方案

采用滞环跟踪型PWM控制技术,其原理根据测得的定子实际磁链与给定值的差值进行滞后比较,当误差超出允许值就进行开关的切换,将一个合适的电压矢量加到电机上,使其磁链回到误差允许值范围内。磁链的轨迹是一个理想的磁链圆,其表达式形式应为

Ψm=ΨsejθS (5)

式中ΨS即为理想的磁链圆形轨迹的幅值,θS为磁链轨迹的相位角度。从上式中,可以看出磁链轨迹本身是一个旋转的量,其轨迹可由两部分组成。其一是幅值Ψm,也是磁链圆形轨迹的半径,在整个系统运行过程中是恒定不变的;另一主要部分就是磁链轨迹的相位角θS,它在系统整个运行过程中是一个连续变化的量,变化范围为0-2π rad。所以针对磁通的轨迹,最形象的应该是从幅值和相位两个因素来考虑对其轨迹的跟踪。实际上两对于磁通跟踪PWM控制技术,一般都是直接以使|ΨS|*跟踪给定|ΨS|*使其满足这以特定关系为准则。为了使磁通PWM控制技术在调速领域里得到更进一步的完善和发展,在这里作者提出了一种新的跟踪思想,即将磁链分解为幅值和相位两个部分分别跟踪形成两个闭环,从而选择出合适的电压空间矢量。

3 系统的硬件实现

为了便于对方案进行实验研究,我们组装了一套实验系统,该系统以80C196KC单片机为控制核心。

SVPWM系统的结构主要是围绕着PWM波的产生和输出,它的主要组成部分有

(1)主电路部分

主电路采用图(1)所示的是标准的两点式PWM逆变电路,但IGBT的门控信号并不是通过正弦波与三角波比较得到,而是单片机输出的电压空间矢量,共有八种可能,通过这八种的不同的次序和维持的时间,直接控制电机的磁场恒定(不仅是幅值,而且是相位同步)。在此时加在IGBT上的触发脉冲并不就是基准频率,而是从5 Hz开始逐渐上升,以达到软启动的目的。当频率达到给定频率后,电机正常工作起来。

(2)单片机主控板部分

单片机采用Intel 80196KC此种MCS-96系列16位单片机,与51系列相比,它具有许多优势。比如:灵活的高速输入口HSI,高速输出口HSO;增强型高效96指令集等等。我们使用高速输入口和标准输入口来检测用户的外部输入以及给定信号。使用高速输出口来将PWM波进行输出。在设置HSO命令字时指定在时间到时触发软件定时器,在软件定时器中断服务程序中,就可继续设置。我们在获得外部输入时,用到了高速输入口HSI。它用来记录某一外部事件发生的时间,时间基准由定时器1提供。在此方案中,主要是查询用户的面板给定。同时,检测及保护电路还向主控板提供主电路的各种检测信号。

(3)磁链轨迹观测器

在主电路拓扑结构中,另一个我们要介绍的就是磁链轨迹观测器。在实际的磁链轨迹观测器的设计中,考虑到要把这八个电压空间矢量以恰当次序组合,以达到叠加的目的,我们采用多路数据选择器来使矢量按一定次序选通,再通过积分来真正得到磁通的幅值和相角。注意,加在选择器上的八路电压信号即代表着某一个电压空间矢量,A、B、C是选择器的选择端用来选择这八路电压信号,经过积分器积分以后得到X轴和Y轴的投影,通过用示波器可观测出磁链圆。

4 系统控制软件

整个系统控制软件共分两大部分:主程序模块和软件定时器中断模块。其中主程序模块,主要由两大部分组成:初始化模块和循环扫描模块。初始化模块负责各运行参数的预设值,以及从数据存储器读取用户的设定值,并判断数据的合法性,只有合法的数据才能利用,这需要在数据存储器中设置校验标志。当一切初始化完成后,程序就一直检测用户是否按下启动键,如果用户按下就设置HSO命令字,开放中断启动软件定时器开始输出PWM波,频率也由程序控制从5 Hz开始上升到基频。在此过程中,程序并不响应用户的外部控制,但会检测主电路的工作情况,一旦发生过压、过流等故障,会自动关中断、停机。当频率到达基频后,主程序就进入了循环扫描模块,在此模块中,程序主要是循环检测用户的输入,并对之作出正确的响应,用户与系统主控板交互主要是通过我们在硬件部分介绍的操作显示板。

5 实验结果

利用设计好的电压控制器,根据选择好的控制方案进行软件编程,并通过实验系统进行了多种运行状态下的静、动态实验。实验结果证实了本文所进行的理论分析、系统设计的正确性。

以下为当电压频率为20 Hz时用示波器所观测到的实验波形。

在实验调试过程中,对由低频到高频各个频率段的运行情况都做了细致的观察和详细的数据和波形记录,经过多方面的考察,证明了这一系统满足了最初做本课题的要求,不仅实现了电压空间矢量的正确选择,而且达到了恒磁通的效果。

6 结论

将电压空间矢量PWM控制技术应用于电机控制上,具有转矩调节动态响应速度快的特点,SVPWM可以提高电压的利用率,谐波优化程度高,消除谐波效果比SPWM好,并且噪声低、转矩脉动小;磁通轨迹法思路新颖,突破了SPWM以追求逆变器输出电流接近正弦波为目标的概念,直接控制气隙磁通,既能使电机工作稳定,又能保证具有良好的性能。直接对电机的磁链轨迹进行控制,经实际运行,电机运行平稳,电压谐波含量较少,大大提高了电机的运行效率,具有很高的研究价值。

摘要：由于目前较为成熟的三相异步感应电机控制常采用两电平PWM变频控制,其输出电压中除基波外,还包含有大量的谐波分量,造成电压波形的畸变,因而运行效率较低,浪费了大量的电能。文中介绍了采用电压空间矢量PWM控制技术来控制电机的方法,与传统的PWM方法相比,可以减小转矩脉动和铁损耗,并可提高电源电压的利用率,从而实现较好的节能效果。

关键词：电压空间矢量,变频,感应电机,节能,PWM控制

参考文献

(1)吴守箴,臧英杰.电气传动的脉宽调制控制技术(M).北京:机械工业出版社.

(2)李夙.异步电机直接转矩控制技术(M).北京:机械工业出版社.

(3)郭玉琦,吴斌.新型电压空间矢量控制高频三相PWM波形发生器(J).电气传动,1995.6(6):11-14.

(4)许大中.交流电机调速理论(M).杭州:浙江大学出版社1991:171-209.

(5)Murai,Yetal.New PWM Method for Fully Digitized Invert-ers(J).IEEE Trans.on IA,1987,IA-23(5):536-545.

篇4：射流推力矢量控制技术研究

次流喷射控制推力矢量喷管的流场数值模拟

为了探讨次流喷射控制二维推力矢量喷管的性能,用时间推进求解N-S方程的方法数值模拟了喷管的流场,数值格式用中心有限体积格式,借助于当地时间步长和隐式残差光顺技术加速收敛,得到了在不同二次喷流压力下推力矢量喷管内流场的.变化特征.计算结果与实验结果比较有满意的一致性.研究表明,应用次流喷射控制主流流动可以实现较大的推力矢量转折,但是,二次喷流必须具有足够的压力值.

作 者：乔渭阳 蔡元虎 齐少军 宋文艳 QIAO Wei-yang CAI Yuan-hu QI Shao-jun SONG Wen-yan  作者单位：西北工业大学,航空动力与热力工程系,陕西,西安,710072 刊 名：推进技术  ISTIC EI PKU英文刊名：JOURNAL OF PROPULSION TECHNOLOGY 年，卷(期)：2000 21(6) 分类号：V235.113 关键词：推力向量控制   喷管气流   二次喷射   有限体积法  

篇5：射流推力矢量控制技术研究

随着船舶电力推进、机车牵引、多电飞机和核电站水循环系统等对功率等级和可靠性要求越来越高, 多相电机调速系统因具有低压大功率输出、低次谐波含量少、转矩脉动小, 动、静态性能稳定, 系统可靠性和容错性高[1,2,3,4]等优点而倍受关注。

本文以双三相永磁同步电机 (PMSM) 为研究对象, 采用矢量控制技术研究其调速性能。由于空间矢量调制技术 (SVPWM) 电压传输比高, 能够合成任意位置和大小的电压参考矢量, 方便数字化实现, 因此广泛应用于交流调速系统中。文献[5]基于5相电压型逆变器分析了载波PWM调制和空间矢量PWM调制技术, 并根据零矢量在一个PWM周期内分布情况得出不同的SVP-WM调制方法。文献[6]分别讨论了SPWM、5次谐波注入PWM以及SVPWM调制技术, 分析在各种PWM调制下输出电流的畸变特性。

双三相永磁同步电机在自然坐标系下的数学模型经过空间解耦变换, 变换到αβ-xy-o1o23个正正交平面上, 得到电机解耦数学模型, 并且电机机电能量转换只与α-β平面分量有关, 与x-y平面分量和o1-o2零序分量无关。由于传统两矢量SVPWM调制技术只考虑了α-β平面电压参考矢量的合成情况, 而并未考虑x-y平面电压参考矢量的合成情况, 且x-y平面电压参考矢量不为零, 产生较大5, 7次电流谐波分量, 定子铜耗增加, 影响电机调速性能[7,8,9,10,11,12]。因此采用两种4矢量SVP-WM调制技术, 结合id=0的矢量控制方法, 在Matlab/Simulink中对双三相永磁同步电机调速系统进行仿真研究, 验证两种4矢量SVPWM调制技术的可行性和有效性。

2 双三相永磁同步电机矢量控制

2.1 双三相永磁同步电机数学模型

双三相永磁同步电机是一个多变量、强耦合、非线性系统, 分析十分复杂。通过坐标变换可以实现电机模型的解耦, 在3个二维子空间中分析电机特性。根据磁势幅值不变和功率守恒的原则, 将自然坐标系下的电机模型变换到αβ-xy-o1o2 3个正交平面上, 6相静止坐标系到两相静止坐标系的变换矩阵如下式所示:

式中, 前两行对应α-β平面, 其中的基波和6k±1 (k=2, 4, 6, …) 次谐波映射到α-β平面, 在电机中产生圆形旋转磁势, 参与机电能量转换;中间2行对应x-y平面, 其中6k±1 (k=1, 3, 5, …) 次谐波映射到x-y平面, 它们不产生旋转磁势, 与机电能量转换无关, 被称为广义的零序分量;最后2行对应o1-o2平面, 3k (k=1, 2, 3, …) 次谐波映射到o1-o2平面, 称为零序谐波分量[1,2,15]。

由于只有α-β平面参与机电能量转换, 因此只需将α-β平面分量进行旋转变换即可, 变换矩阵如下式所示:

于是得到双三相永磁同步电机在dq同步旋转坐标系下的数学模型[1,13]。

电压方程:

磁链方程:

电磁转矩:

运动方程:

式中:Rs为定子电阻, Ω;id, iq分别为直轴励磁电流和交轴转矩电流, A;Ud, Uq分别为直轴和交轴电压, V;Ld, Lq分别为直轴电感和交轴电感, m H;Ψd, Ψq分别为直轴和交轴磁链, Wb;Ψf为转子永磁体磁链, Wb;ω, ωm分别为电角速度和机械角速度, 且ω=npωm (rad/s) ;np为电机极对数;J为转动惯量, kg·m2;B为粘性摩擦系数。

2.2 双三相永磁同步电机矢量控制

由电磁转矩表达式 (5) 可知, 采用id=0的矢量控制策略时, 电磁转矩只与交轴转矩电流iq有关, 矢量控制系统如图1所示。通过电流传感器检测双三相永磁同步电机的相电流, 经过式 (1) 和式 (2) 变换后得到电机励磁电流分量id和转矩电流分量iq, 分别与给定励磁电流分量和转矩电流分量做差, 经过PI调节得到dq同步旋转坐标系下的电压参考矢量Ud*Uq*, 再经过旋转变换得到αβ静止坐标系下的电压参考矢量Uα*Uβ*, 最终通过SVPWM调制模块得到控制逆变器的开关信号SABCXYZ, 达到控制电机目的。

3 4矢量SVPWM算法

3.1 空间电压矢量分布

双三相永磁同步电机定子绕组由2套对称三相绕组构成, 电机负载采用隔离中性点星形连接, 其中ABC为第1套对称三相绕组, 中性点用N1表示, XYZ为第2套对称三相绕组, 中性点用N2表示, 2套绕组之间相差30o (电角度) 。6相电压源型桥式逆变电路拓扑结构如图2所示, 逆变器共有26=64种开关状态, 即64个空间电压矢量, 其中60个为非零电压矢量, 有4个为零电压矢量。

在α-β平面、x-y平面, 每一种开关状态对应的电压矢量可由式 (7) 和式 (8) 确定, 空间电压矢量分布如图3所示。由于每一种开关状态确定的电压矢量在o1-o2平面的投影为零, 因此对于双三相PMSM, 电压参考矢量是一个4维矢量, 要对其进行完全控制, 至少需要4个基本电压矢量和1个零电压矢量[8,12]。

式中, α=30o; 为相电压, 可由下式确定:

式中:νk O为逆变桥臂与直流电源假想中性点O之间的电压, νk O=0.5Udc (k=A, B, C, X, Y, Z) 。

3.2 基本电压矢量的选取及时间计算

因为只有α-β平面电压参考矢量参与机电能量转换, x-y平面电压参考矢量只与电机谐波有关, 产生定子铜损。因此在选择基本电压矢量时应该遵循以下原则[3,14,15,16]:1) 使α-β平面合成电压参考矢量幅值最大, 以提高直流母线利用率;2) 使x-y平面合成电压参考矢量幅值最小, 减少定子铜损。以扇区2为例阐述SVPWM调制原理。

方式1:选择α-β平面与电压参考矢量相邻的幅值最大的4个基本电压矢量来合成电压参考矢量νref, 且在α-β平面内幅值最大的矢量对应在x-y平面内幅值最小, 如图4所示。

方式2:选择α-β平面2个幅值最大的电压矢量和同相位的2个幅值次大的电压矢量作为基本电压矢量来合成电压参考矢量νref。α-β平面上两个幅值最大的矢量在x-y平面幅值最小, α-β平面上幅值次大的2个矢量在x-y平面幅值不变, 仍为次大矢量, 如图5所示。

对于最大4矢量SVPWM调制技术, 设PWM周期为Ts, 4个基本电压矢量ν45, ν44, ν64, ν66作用的时间分别为T1, T2, T3, T4, 零矢量作用时间为T0, 且有T0=Ts-T1-T2-T3-T4。根据电压参考矢量和4个基本电压矢量在α-β坐标系中的投影关系, 可以求解出4个基本电压矢量的作用时间, 为了保证每个扇区矩阵具有统一的形式, 可以在α-β平面和x-y平面中假定一个辅助坐标系αk-βk和xk-yk, 其中αk, xk为扇区的角平分线, βk, yk分别与αk, xk垂直。且αk轴与α轴的夹角为k× (π/6) , xk轴与x轴的夹角为k× (5π/6) , k为扇区号 (k=1, 2, 3, …, 12) 。于是得到:

式中: 分别为电压参考矢量在αk-βk坐标系和xk-yk坐标系下的投影; 分别为4个基本电压矢量在αk-βk坐标系和xk-yk坐标系下的投影。

由于xk-yk平面不参与机电能量转换, 令 为零, 即xk-yk平面合成电压参考矢量为零。因此, 由式 (10) 解得最大4矢量调制方式各个基本电压矢量作用时间, 如下式:

对于2个最大矢量和2个次大矢量调制方式, 设PWM周期为Ts, 4个基本电压矢量ν65, ν64, ν44, ν46作用的时间分别为T1, T2, T3, T4, 零矢量作用时间为T0, 且有T0=Ts-T1-T2-T3-T4。同样可以由式 (10) 求得各个基本电压矢量作用时间, 如下式:

当T1+T2+T3+T4>Ts时, 对各基本电压矢量作用时间作如下调整:

4 仿真验证

在Matlab/Simulink中建立双三相永磁同步电机的仿真模型, 对基于空间最大4矢量调制的矢量控制和基于最大2矢量与次大2矢量的矢量控制进行仿真分析。永磁同步电机仿真参数为:电机额定功率P=3 k W, 额定相电压U=220 V, 定子电阻R=1.45Ω, 极对数np=4, 转子永磁体磁链Ψf=0.175 Wb, 电机转动惯量J=0.085 kg·m2, 阻尼系数B=0.05 N·m·s/rad, 直轴电感Ld和交轴电感Lq均为8.5 m H, 仿真结果如图6~图8所示。

图6~图8中给出了最大2矢量、最大4矢量、2个最大矢量与2个次大矢量SVPWM控制策略的仿真波形, 电机给定恒转矩负载TL=30 N·m。由最大2矢量SVPWM控制策略的仿真波形可以看出, 电机初始给定转速为450 r/min, 在0.4 s时转速给定值为750 r/min, 此时电磁转矩正向脉动, 电磁转矩大于负载转矩, 电机加速直到达到给定转速750 r/min, 电磁转矩恢复到30 N·m;在0.7 s时, 电机给定转速变为-300 r/min, 此时电磁转矩产生负脉冲, 电磁转矩小于负载转矩, 电机减速并反向, 直到达到给定转速-300 r/min, 电磁转矩恢复到30 N·m。同样可以分析得到最大4矢量, 最大2矢量和次大2矢量SVPWM的转速和转矩变化一致, 3种SVPWM算法都能获得很好的动静态性能。

在抑制电流谐波方面, 由于最大2矢量SVP-WM只对α-β平面电压参考矢量进行控制, 而并未对x-y平面电压参考矢量进行控制, 从图6d看出, 逆变器输出A相电流中包含大量的5次、7次谐波电流, 导致电流波形畸变, THD值高达24.08%, 电机发热量大, 易烧坏定子绕组, 因此传统的2矢量SVPWM控制策略不适合用于双三相PMSM的控制。而最大4矢量SVPWM控制算法和最大2矢量与次大2矢量SVPWM控制算法均同时对α-β平面和x-y平面的电压参考矢量进行控制, 并且使x-y参考电压矢量幅值最小, 大大减少了5次、7次谐波的产生, 解决了电机发热严重问题。从图7c、图7d和图8c、图8d A相电流波形及其频谱分析可知, 最大4矢量SVPWM控制策略的电流波形正弦性好, THD值为4.56%, 而最大2矢量和次大2矢量SVPWM控制策略的电流波形正弦性也很好, THD值只有3.96%。就电磁转矩脉动而言, 最大2矢量SVPWM转矩脉动大, 在给定负载转矩的±6.7%范围内波动, 最大4矢量SVPWM控制算法的转矩脉动范围为±3.68%, 而最大2矢量和次大2矢量的转矩脉动最小, 仅为±1.67%。

5 结论

篇6：射流推力矢量控制技术研究

1 直线电机运动控制的原理分析

闭环控制在直线电机进给机构上得到了广泛的运用, 将Renishaw高精度直线光栅尺视为位置反馈的一种元件, 将其在电机平台的底部进行安装, 和平台绑为一个整体, 因为和电机之间不存在直接性接触的关系, 所以对直线电机的运动不会有任何的摩擦力发生。首先, 光栅反馈信号在放大器编码器的输入口进入, 同时经过放大器的等量输出口将信息反馈到PMAC卡上, 构成双闭环反馈形式, 依据光栅尺反馈的一些信息便能对直线电机目前所处的位置进行计算, 通过PID调节器, 以目标、实际位移之间的差值为依据, 对电机的相关控制参数进行自动的调节, 实现所需的进给要求。

有关PMAC控制的一些直线电机伺服系统从状态上来讲就是一个快速动态系统, 抽象、繁琐的控制算法在短时间里根本无法实现伺服的相关计算, 因此, 有必要运用计算量不大的伺服算法。由于传统意义上的PID环节是一种偏差控制器, 只有当被控制量和设定值之间出现偏差时方可进行相应的控制, 所以, 在一定程度上存在着不足和缺陷;因为系统经常受到一些扰动, 同时又由于系统自身参数与结构的一些变化致使出现的一些误差, 在闭环系统中不可对这些因素进行消除, 基于以上原因, 有必要对系统进行相应的补偿, 消除由于扰动对系统造成的一些影响, 这就是通常所说的扰动补偿。

在PMAC算法控制结构中, 系统刚度由比例增益 (Kp) 提供;系统所需阻尼由微分增益提供 (Kd) ;由于阻尼所造成的一些跟随误差通过速度前馈增益 (Kvff) 来减小;通过积分增益 (Ki) 对稳态误差进行消除;由于系统惯性所造成的一些跟随误差通过加速度前馈增益 (Kaff) 来减小。

在带前馈补偿PID闭环控制结构中, 系统误差即为E (s) ;系统输入即为R (s) ;系统输出用C (s) 代表;PID控制器的传递函数用G (s) 代表;被控制对象的一个传递函数用Gp (s) 代表;前馈环节的一个传递函数用F (s) 代表。得出以下公式:

从 (1) 式中可以看出, 当F (s) =Gp (s) -1时, 误差函数值等于零, 那么C (s) 等于R (s) 。这就说明不管输入信号怎样的变化, 系统误差一直都是零。仅仅按照误差控制的闭环系统其效果要比前馈补偿差。通常情况下, 当前馈微分阶次达到2阶次时便能获得一个比较理想的控制效果。以传统的PID控制算法为基础, PMAC又更新了两项控制, 即加速度与速度前馈控制, 加速度前馈主要用于最大限度的减小由于系统惯性而造成的一些跟随误差, 速度前馈主要用于最大程度的减小因引入微分增益而造成的一些跟随误差。

2 实验用直线电机概述

该种电机主要在龙门五轴加工中心立柱中进行运用, 其最大推力可达到12 000牛, 最高速度可以达到1m/s左右, 最低速度可以降到1m·min-1。该种电机是供给直线进给的一个最佳系统, 其具有运行速度范围宽和运行推力大等诸多优点。直线电机的下部呈次级板, 其构成架构为U型, 次级长、宽、高分别为1.32m、0.26m、0.17m, 其材料由ZG35铸造形成, 表面上镀锌一层, S级、N级磁钢相互交替紧贴在次级的表面, 同时要使同一极板的两侧极性方向相反, 采用分隔条将位于同一侧的两个相邻磁钢分开, 用胶将其粘牢并稳固后, 采用灌环氧树脂将其进行密封, 最后形成一个整体。

3 直线电机的测试实验分析和研究

PMAC执行应用程序Pewin进而提供了一种调节PID参数的用具-PMAC Tuning Pro, 这样一来便可简捷的对PID参数进行调节。开启Pewin首先对开环特性进行相应的调节, 当其调整结束之后, 对稳态特性进行调整, 分别对PID参数当中的积分、比例、微分增益进行相应的调节, 致使阶跃响应曲线的稳态误差达到零, 超调量不应当太大, 进而得出一个较为理想的误差曲线。最后对动态特性进行相应的调节, 将正弦信号视为输入调节系统的一种跟随误差, 以正弦响应曲线为依据, 对加速度、速度的前馈系数进行适当的调整, 致使跟随误差降到最低, 进而得到一个比较满意的动态响应曲线。

经过周期性的调试和比较, 得出阶跃响应曲线。系统存在一个比较理想的阶跃响应曲线, 这就证明了PMAC卡在一定程度上对直线电机有较好的控制效果。当系统处于稳定状态时, 给定速度达到10in·min-1时实际速度和给定速度之间的一个对比曲线。通过计算, 其速度波动满足误差所允许的范围。

4 结论

前馈+PID控制方案的提出是以直线电机的一些特点为依据进行的, 通过对该控制方案的运用, 在一定程度上使得直线电机具有一个小跟随误差与理想的速度稳定性。

参考文献

[1]叶云岳直线电机的原理与应用[M].北京:机械工业出版社, 2000.

篇7：电机矢量控制方法研究

矢量控制技术按照获得磁链的不同方式大致可分为两种:直接和间接方式。直接方式的实现依赖于直接测量或对转子, 定子, 气隙磁链矢量的幅值和位置的估算。传统的直接矢量控制策略使用检测线圈, 具有抽头的定子绕组或霍尔效应传感器对磁通进行检测, 但由于电机结构或散热的需要就会产生一定的限制, 但随着目前高速DSP的不断面世, 在一个PWM周期内, 实现负载的控制及磁链估算应成为可能, 所以近年来基于磁链观测器的直接方式由重新得到了人们的重视。而间接方式则使用电动机模型, 例如对于转子磁通定向控制, 它利用了固有的转差关系。与直接的方法相比, 间接方式对电机参数有较高的依赖性。多数场合使用间接策略, 因为这会使硬件电路相对简单并且在低频下也具有较好的总体性能, 但是由于包含了会随着温度, 饱和度和频率变化而变化的电机参数, 所以需要研究不同的参数自适应方法。

2 交流电机矢量控制方法

2.1 转差频率矢量控制方法[1]

此种控制方法的出发点是, 异步电机的转矩主要取决于电机的转差频率。在运行状态突变的动态过程中, 电机的转矩之所以出现偏差, 是因为电机中出现了暂态电流, 它阻碍着运行状态的突变, 影响了动作的快速性, 如果在控制过程中, 只要能使电机定子、转子或气隙磁场中有一个始终保持不变, 电机的转矩就和稳态时工作一样, 主要由转差率决定, 按照这个想法, 在转子磁通定向矢量方程中, 如果仅考虑转子磁通的稳态方程式, 就可以从转子磁通直接得到定子电流m轴分量的给定值, 再通过对定子电流的有效控制, 就形成了转差频率矢量控制, 避免了磁通的闭环控制, 这种控制方法也称为问接磁场定向矢量控制, 不需要实际计算转子磁链的幅值和相位, 用转差频率和量测的转速相加后积分来估计磁通相对于定子的位置, 结构相对比较简单, 所能获得的动态性能基本上可以达到直流双闭环控制系统的水平, 得到了较多的推广应用。

2.2 气隙磁场定向矢量控制方法[2,3]

气隙磁场的定向控制就是将旋转坐标系的d轴定向于气隙磁场的方向, 此时气隙磁场的q轴分量为零。如果保持气隙磁通的d轴分量恒定, 转矩直接和q轴电流成正比。因此通过控制q轴电流, 可以实现转矩的瞬时控制, 从而达到控制电机的目的。

2.3 定子磁场定向矢量控制方法

定子磁场定向的矢量控制方法, 是将旋转坐标的d轴放在定子磁场方向上, 此时, 定子磁通的q轴分量为零。如果保持定子磁通恒定, 转矩直接和q轴电流成正比, 从而控制电机。定子磁场定向控制使定子方程大大简化, 从而有利于定子磁通观测器的实现。然而此方案在进行磁通控制时, 不论采用直接磁通闭坏控制, 还是采用间接磁通闭环控制, 均须消除耦合项的影响。因此, 需要设计一个解耦器, 对电流进行解耦。

2.4 转子磁场定向矢量控制方法

转子磁场定向的矢量控制方法是在磁场定向矢量控制方法中, 将d, q坐标系放在同步旋转磁场上, 将电机转子磁通作为旋转坐标系的d坐标轴。若忽略由反电动势引起的交叉藕合, 只需检测出定子电流的d轴分量, 就可以观测转子磁通幅值。当转子磁通恒定时, 电磁转矩与定子电流的q轴分量成正比, 通过控制定子电流的q轴分量就可以控制电磁转矩。因此称定子电流的d轴分量为励磁分量, 定子电流的q轴分量为转矩分量。可由电压方程d轴分量控制转子磁通, q轴分量控制转矩, 从而实现磁通和转矩的解耦控制。

3 矢量控制方法比较

上述的控制方法是目前应用较多且比较成熟的控制方法。由于各自基于不同的思路, 有着各自的优缺点。

3.1 转差频率矢量控制方法

如果使电机的定子、转子、或气隙磁场中一个保持不变, 电机的转矩就由转差要决定。因此, 此方法主要考虑转子磁通的稳态方程式, 从转子磁通直接得到电流d轴分量, 通过对定子电流的有效控制, 形成了转差矢量控制, 避免了磁闭环控制, 不需要实际计算转子磁链的幅值和相位, 用转差率和量测的转速相积分来计算磁通相对于定子的位置。此方案结构简单, 所能获得的动态性能基可以达到直流双闭环控制系统的水平。但是间接磁场定向控制中对转子时间常较敏感, 当控制器中出现某个参数不正确时, 计算得出的转差率也不正确, 得磁通旋转角度将出现偏差即是定向不准的问题。磁通和转矩瞬时误差表现为一阶暂态过程, 其衰减时间常数为τr, 振荡衰减会比较慢, 而且不正确的稳态转差也将导致稳态的转矩误差, 严重影响了系统性能, 同时还会引起电机的额外发热和效率降低。这种控制方法不适合于高性能的电机控制系统。

3.2 气隙磁场定向矢量控制方法

此方法中磁通和转差存在耦合关系, 需要增加解耦器, 这使得比转子磁通的控制方式要复杂, 但是具有一些状态能直接测量的优点如气隙磁通, 保持气隙磁通的, 从而使转矩与q轴电流成正比, 直接对q轴电流控制, 达到控制电机的目的。同时电机磁通的饱和程度与气隙磁通一致, 故基于气隙磁通的控制方法更适合处理饱和效应。

3.3 定子磁场定向矢量控制方法

此方法是通过保持定子磁通不变, 控制与转矩成正比的q轴电流, 从而控制电机。在一般的调速范围内可利用定子方程作磁通观测器, 易于实现且不包括度变化非常敏感的转子参数, 可达到相当好的动静态性能, 同时控制系统结构简单。但是, 此方法和气隙磁场定向的矢量控制一样, 需要对电流进行解释。

以定子电压作为测量量, 容易受到电机转速的影响。在低速时由于定子电阻压降占端电压大部分, 使反电动势测量误差较大, 导致定子磁通观测不准, 影响系统性能。定子磁场定向的矢量控制系统适用于大范围弱磁运行的情况。

3.4 转子磁场定向的矢量控制方法

交流电机的转矩与定转子旋转磁场及其夹角有关, 要控制好转矩, 必须精确检测和控制磁通, 在此方法中, 检测出定子电流的d轴分量, 就可以观测出转子磁链的幅值, 当转子磁链恒定时, 电磁转矩和电流的q轴分量成正比, 忽略反电动势引起的交叉耦合, 可以由电压方程d轴分量控制转子磁通, q轴分量控制转矩。转子磁场定向的矢量控制方法的缺点是磁链闭环控制系统中转子磁通的检测精度受转子时间常数的影响较大, 降低了系统性能。但它达到了完全的解耦控制, 无需增加解耦器, 并且不存在静态稳定性限制的条件, 控制方式简单, 具有较好动态性能和控制精度, 故应用最为广泛。

4 结论

比较四种矢量控制方法可以看出, 转子磁场定向的矢量控制方法是三相异步电动机矢量控制中基本的最常用的控制方法, 可以实现励磁电流分量、转矩电流分量二者完全解耦, 但是, 转子磁场定向受转子参数变化的影响较大, 一定程度上影响了系统的性能。气隙磁场定向、定子磁场定向, 很少受参数时变的影响, 在应用中, 当需要处理饱和效应时, 采用气隙磁场定向比较合适;当需要恒功率调速时, 采用定子磁场定向方法更为适宜。另外在性能要求不高的电机控制系统, 采用转差频率矢量控制方法, 无论是成本还是操作, 都是非常合适的。

摘要：介绍了四种异步电机矢量控制方法, 分析了各种方法的优缺点, 指出各种方法的适用场合。

关键词：异步电机,矢量控制,方法

参考文献

[1]彭伟发, 徐晓玲, 邹娟.转差频率矢量控制仿真研究[J].华东交通大学学报, 2009, 26 (1) .

[2]王成元, 夏加宽, 杨俊友等.电机现代控制技术[M].北京:机械工业出版社, 2006.