SPWM三相逆变器

SPWM三相逆变器（精选七篇）

SPWM三相逆变器 篇1

对于SPWM全桥式逆变器,因所用开关管固有开关管存储时间的影响,开通时间往往小于关断时间,因此很容易发生同桥臂两只开关管同时导通的短路故障。为了保证同桥臂上的一只开关管可靠关断后,另一只开关管才能开通,通常要设置死区时滞Δt[1]。设置死区的方式有双边对称设置和单边不对称设置两种方式。前者,提前Δt/2关断,延滞Δt/2开通;后者,按时关断,延滞Δt开通[2]。本文主要讨论了后一种设置对逆变器输出波形的影响,最后通过仿真和实验验证了该方法的有效性。

2 三相桥式PWM逆变电路分析

三相桥式PWM逆变电路如图1所示,它采用双极性控制方式。U、V和W三相的PWM控制通常公用一个三角波载波Uc,三相的调制信号ur U、ur V和ur W依次相差120°。U、V和W各相功率开关器件的控制规律相同,现以U相为例来说明。当ur U>Uc时,给上桥臂V1以导通信号,给下桥臂V4以关断信号,则U相相对于直流电源假想中点N′输出电压uUN′=Ud/2。当ur U

通过以上分析可以看出,方波逆变电路输出的基波电压仅取决于直流电压Ud的大小,因而只能通过调节Ud来控制大小,此外因在一个电压输出周期内各开关器件只通断一次,故其谐波含量也较大。当前广泛应用的SPWM逆变电路通常采用IGBT作为开关器件,在一个电压输出周期中,对各开器件进行多次通、断控制,这样既可调节输出电压的大小和频率,又可降低各次谐波分量的影响。

同样,当负载为感性时,如电动机,负载电流不能突变,这样也可以使逆变器输出的电流波形更接近于正弦波,使其运行更加平稳,也减小了损耗,提高了效率。

对SPWM逆变电路分析时,应分同步和非同步两种调制方式情况来分析。在非同步SPWM调制时,一个调制波周期内所含的各脉冲模式不具备重复性,因而无法以调制波的角频率ωs为基准,用傅立叶级数把它分解为ωs倍数的谐波。此时以载波角频率ωc为基准,考察其边频带波分布情况的方法较合适。

3 三相逆变器的死区效应

3.1 逆变器死区产生的原因

实际开关器件的开关都需要一定的时间才能完成,常用于逆变桥的IGBT开通和关断是由栅极和发射极间电压UGE决定的,当为正且大于开启电压UGE(th)时,MOSFET内形成沟道,并为晶体管提供基极电流进而使IGBT导通;当栅极与发射极间施加反向电压或不加信号时,MOSFET内的沟道消失,晶体管的基极电流被切断,使得IGBT关断。如图3所示为IGBT的开关过程图,从图3可以看出:在IGBT打开时,栅射极驱动电压UGE从其幅值10%到集电极电流IC N上升到其90%幅值时需要to n时间开通;在IGBT关闭时,栅射极驱动电压UGE从其幅值90%到集电极电流IC N下降到其10%幅值需要to f f时间关断。ton和tof f通常称为IGBT的开通和关断时间。

180°导通电压源型逆变器,换流是在同一桥臂上、下两个开关器件之间完成,其驱动信号采用互补的PWM信号,由于IGBT的开和关需要一定的时间,而且通常to f f>to n,因此就有可能出现上、下两个开关器件同时导通的现象(即一个还未完全关闭而另一个就已打开)。当同一相桥臂上、下两个开关器件同时导通时,就会导致直流侧电源短路。为了防止这一现象的出现,通常在逆变器同一桥臂上、下两个开关器件导通之间加入一定的时间间隔。即采取“先断后通”的方法,先给要关断的开关器件输送关断信号,然后留一定的时间裕量,待其完全关闭后,再给要导通的器件发出开通信号,通常把这些“时间裕量”称为逆变器的死区时间,通常用td来表示。死区时间的长短要视器件的开关速度而定,器件的开关速度越快,所留的死区时间就可以越短。在常用的IGBT三相逆变桥中,通常死区时间都要大于4μs。死区时间给逆变系统带来的一些负面影响称为死区效应。

死区设置方式有两种:一种是提前td/2关断,延滞td/2开通,称为双边对称设置;另一种是单边不对称设置,即只让一个开关器件延滞td开通或提前td关断。

3.2 死区效应分析

用三相逆变器中的一相来分析死区效应,图4所示为三相逆变器A相结构图,图示电流方向假定为正。

如图5所示为死区双边对称设置时逆变器A相输出电压波形分析,图6为死区半边不对称设置时(每个功率开关器件正常关,延滞td开通)逆变器A相输出电压波形分析。两图中(a)是调制过程,其中US A是A相的调制波,UC是三角载波,IA是相线电流;(b)和(C)是调制出的桥臂上、下开关器件的理想驱动信号;(d)是A相理想的电压波形;(e)和(f)是加入死区后的A相桥臂上、下开关器件的驱动信号;(g)是逆变器空载时的电压波形。空载时二极管不续流,因此在死区时间内上、下功率开关器件都不导通,此时输出电压为0;(g)为逆变器拖动感性负载时A相电压波形图。当逆变器拖动感性负载时,在死区时间内,桥臂上、下开关器件同时关闭后,电流通过二极管续流,这就会给输出电波带来误差波。具体是哪一个二极管续流这与电流的方向有关。当IA<0时,电路通过VD1续流,此时输出电压为Ud/2,当IA>0时,电路通过VD2续流,此时输出电压为-Ud/2;(i)为带死区时间时逆变器A相实际输出电压与逆变器理想输出电压之间的偏差。

从图5和6中可以看出,死区设置方式不同时由死区时间引起的误差波也不一样。死区双边对称设置时,同一桥臂上、下功率开关器件无论哪个开关一次就会产生一个误差波,此误差波为电压值为Ud,时间间隔为td/2的矩形波,设载波比为N,那么在一个调制波周期内就会有2N个矩形误差波。死区单边不对称设置时,同一桥臂上、下功率开关器件各开关一次才会产生一个矩形误差波,此时的误差波电压值也为Ud,不过时间间隔变为td,此时在一个调制波周期内有N个矩形误差波。从图中还可以看出,当IA<0时,死区双边对称设置方式的逆变器A相实际输出波形比理想的电压波形多出[(td/2)N]Ud,死区单边不对称设置方式多出[td(N/2)]Ud;当IA>0时,死区双边对称设置方式的逆变器A相实际输出波形比理想的电压波形少了[(td/2)N]Ud,死区单边不对称设置方式少了[td(N/2)]Ud。

电压型逆变器误差波产生是死区时间内二极管续流引起了电压突变所引起。假如逆变器拖动电动机负载,在死区时间内,需要通过二极管续流反馈无功功率,这样就产生了误差波。当开关器件G1导通时,A点电位为Ud/2,当G2导通时,A点电位为-Ud/2,理想情况下,G1和G2导通电角度各为180°。但当IA>0,在死区时间内都是通过VD 2续流,此时A点电位就为-Ud/2,若理想的逆变器此时电位应为Ud/2,这时就会少tdUd;同理,当IA<0,在死区时间内都是通过VD1续流,此时A点电位为Ud/2,理想的逆变器电位为-Ud/2,多出tdUd,因此误差波与电流的极性有很关。

图7为对死区效应的初步分析,图中的(a)为理想的调制过程,USA为理想的调制信号,iA为理想的负载电流;(b)为电压误差波;(c)为实际电压波形;(d)为实际电流波形。因死区时间的存在,实际输出的电压波形应为理想的电压波形加上因死区时间产生的电压误差波。电压误差波的极性与实际电流波的极性相同,与理想电压波之间有φ相位差,从图中可以看出电流过零点后,因误差波的极性也随之发生了改变,这样就会使逆变器在电流过零点时的实际输出电压出现突变,但当负载是感性时,电流无法突变,而且系统中肯定会产生一个反作用来阻止电压突变。

4 死区效应的傅立叶分析

设A相控制信号为US A=msin(ωst),那么在θ1和θ2处,US A=UC,这样可得到:

A相对于“o”的电压

把上式代入式(3)可得:

为了进一步对逆变器输出的谐波分量分析,利用贝塞尔函数对上式进一步分解,贝塞尔函数的积分表达式为:

对于贝塞尔函数有下列等式成立[3]:

式(6)的第二项为谐波成分,把它记为Aa o,利用公式(8)可得:

1)ωst]}cos(nωct)(9)负载的线电压为:

再根据式(6)和式(10)可得到逆变器的线电压,基波分量为:

谐波分量分别用两种情况来讨论:

(1)当n为奇数时

式中

(2)当n为偶数时

式中

为了分析方便,取φ=π/2,那么以图7(b)所示选取坐标系,将矩形电压误差波用傅立叶级数展开:

由图7可知误差波的基波幅值为4πN fstdUd,谐波幅值为n4πN fstdUd(n=2k+1,k=1,2……)。

由(9)式可知,SPWM理想逆变器A点相对于假想电压中点的傅立叶表达式:

UAO=2Udm姨sin(ωst)+∞n=Σ41nπsin乙2nπ+2mnπsin(ωst)Σcos(nωst姨)(15)

将式(14)和(15)相加可得SPWM逆变器实际输出电压波形为:

在推导式(14)假定了φ=π/2,实际上0<φ<π/2,因此用(ωst+π/2-φ)代替ωst,让其相位差提前(π/2-φ),这样(16)式就变为:

同理可得到B相对于假想电压中点电压基波的傅立叶表达式:

将(17)式和(18)式相减得到线电压的基波分量为:

其中

5 死区补偿的分析

常用的死区补偿方法目前没有统一的分类,在国内,首先提出了根据反馈量的不同将死区补偿方法分为电流反馈型和电压反馈型补偿方法[7]。根据各种补偿方法的特点将其分为三类:直接补偿法、基于无效器件原理的补偿方法和电流预测控制方法[8]。其后又将补偿方法分为:矢量补偿法、脉冲补偿法和PI调节器自适应补偿法[9]。文献中还提到死区解耦控制法、反馈校正补偿死区法、死区电压矢量调制法、改变开关频率补偿死区法、直接检测电流过零点补偿法、利用旋转变换坐标系补偿法、预测电流过零点补偿法、基于自适应模糊逻辑补偿法等[10]。

不同的人分析的角度不同,分类法随之也不相同,但就研究现状来说,比较合理的分类方法分为反馈型和非反馈型。反馈型死区补偿方法是要测量某些反馈量如电流和电压,然后根据这些反馈量采用不同的算法来改变控制信号或驱动信号对死区加以补偿,如果测量精度高,算法合理,补偿效果自然就好。非反馈型死区补偿方法在应用时不需要反馈量,一般是根据事先测得的电机参数确定电机模型,然后再计算出功率因数角,根据功率因数角对驱动信号加以补偿[5]。

下面对比较常见的死区补偿方法电流反馈型补偿法和电压反馈型补偿法加以讨论。

电流反馈型补偿电路如图8所示,其原理是:通过检测逆变器的三相输出电流,得到误差方波信号加到调制波上,通过检测A相电流iA后得到误差方波电压Ui,再将其转化成正弦信号波形Ui∠φ与A相调制波Us相加,然后调制生成PWM波UAO+Ucom,并加入死区后生成IGBT的驱动控制(U′AO+Ucom)。

由死区效应分析可知,偏差方波电压与电流的极性有非常明确的对应关系。方波的幅值可以通过IGBT在一个周期内的开关次数事先加以计算,

因此只要能够适时检测出三相电流的极性,则不难得到合适的补偿电压。如果所检测的定子电流无差并且无时间上的滞后,则理论上讲可以得到令人满意的补偿效果,但是实际系统中,电流的极性往往难以准确确定,其原因是:一是电流检测精度的问题,因受死区时间及电流幅值和频率的影响,会使逆变器输出电流在零区域产生交越失真[4],因而电流过零点一般存在一定程度的模糊性,因此电流过零点就更加难以确定;二是必要的电流滤波环节也加剧了电流过零点检测的难度,首先是电机定子电流中含有丰富的高频噪音,其次检测信号滤波环节引起检测信号的滞后,它们都会对死区时间的补偿效果有一定的影响[12]。

电压反馈补偿原理如图9所示,该方法首先检测出系统逆变单元的实际输出电压,然后与指令电压比较,其差值作为补偿量迭加到指令电压上作为新指令。同样以A相为例对其补偿过程加以说明,在图9中先用检测变压器检测出PWM的A相输出电压,并将其倒相变成-U″AO,然后用-U″AO与给定的PWM脉宽调制信号相加得到补偿电压Uc o m,将U′AO+Uc o m加入死区后得到新的驱动控制(U′AO+Ucom)。

电压反馈型死区时间补偿方案是一种直接的补偿方法,偏差电压通过直接检测得到而不是估计,并且对输出电压来讲具有准闭环控制的思想,因此原则上能够消除由环内的逆变单元所引起的任何输出电压和指令电压的误差(包括器件的开关死区时间),并且不受负载电流变化的影响,具有很好的补偿效果[15]。

6 Matlab仿真分析死区时间对SPWM逆变器的影响

为了验证仿真的可行性,用Matlab进行仿真,故搭建了仿真模型如图10所示。具体参数设置如下,直流电压为530V,三相负载中的有功为1kW,感性无功为500Var。

在“Discrete PWM Generator”模块中,选中内部发生模式,并将调制深度m设为1,输出基波频率设为50Hz,载波频率设为基频的30倍,即1500Hz。将仿真时间设为0.06s,采样时间设为5×10-7s,并用“Discrete On/Off Delay”模块来进行死区时间的模拟。在此模块里选择上升沿滞后模式,将死区时间设为2×10-5s。

运行后可得仿真结果,交流相电压、相电流、线电压和直流电流波形如图11、12、13、14所示,此时输出电压的谐波分析如图15所示,输出电压的基波幅值为459V,输出电压的THD为35.26%,从波形分析可以看出,加入死区后出现较为明显的低次谐波。

7 结论

利用傅里叶变换分析了三相SPWM逆变器设置死区时间对输出波形的影响。分析证明了因死区时间的存在以及二极管续流产生了使输出波形发生畸变的误差波,分析了死区补偿的方法,实验结果与理论分析相符,而且也证明本文提出的方法能使逆变器在设置死区时间的同时仍能使输出波形为正弦波。

摘要：为了减少逆变器输出波形所含的谐波分量,降低二极管钳位型三电平逆变器的死区效应对输出电压基波和低次谐波的影响,提出了适用于二极管钳位型三电平逆变器的死区补偿方法。利用傅立叶变换分析了三相SPWM逆变器死区时间影响输出波形谐波分量的机理,在载波的开始和中间分别采样输出电流,根据检测到的输出电流方向调整功率器件的开关动作时刻,最终使得输出电压波形与理论波形一致,达到良好的补偿效果。该方法能有效减小输出谐波含量,并恢复由死区效应引起的有效值损失。通过Matlab仿真,验证了方法的可行性。

SPWM逆变器死区问题研究 篇2

针对死区带来的死区效应,很多学者进行了大量研究[1,2,3,4,5]。参考文献[1]通过建立数学模型进行定量计算,对死区引起的输出电压基波,低次谐波的变化规律进行了分析。较低的总谐波畸变率(THD)与较快的动态响应是逆变电路所期望达到的指标,因此对死区带来的谐波影响应该引起更高的关注。参考文献[6]在建立SPWM学模型的基础上,分析了不同模式下SPWM电压源型逆变器的谐波和载波比以及与调制深度的关系。参考文献[2]通过数学模型和仿真分析了死区对逆变器输出电压和产生附加谐波的影响,进而对电动机负载中磁链矢量偏移和附加损耗方面进行了讨论,其重点在附加损耗方面。上述虽然都针对死区对输出电压的影响进行了分析,但系统性不够完善。

理论上SPWM逆变器输出电压中的谐波分量应该聚集在以开关频率及其倍频数为中心的一定范围,当此谐波被LC滤波器滤除后,输出电压失真度应相当小,且严格正比于调制比的正弦波形。但在实际应用中,由于死区时间的设置和开关器件固有特性(通态电压降和开关时间)的影响,带来的低次谐波给输出电压造成了严重的波形畸变和基波电压损失,从而使系统的动、静态性能下降,增加了低次谐波抑制的难度,降低了高速开关器件的实际应用效果。

本文通过仿真分析了死区时间对逆变器产生的谐波影响,提出了通过死区补偿改善波形质量的必要性及有益于逆变器设计的结论。

1 死区效应分析

本文采用三相全桥SPWM逆变电路结构如图1所示。调制方式采用双极性调制,逆变器采用对称方式注入死区时间。

设由逆变器流向负载的方向为输出电流ia的正方向。在死区时间内,同一桥臂的两个开关管均处于关断状态,输出电流只能通过二极管续流,桥臂的输出电压与输出电流的极性有关,而与驱动信号的控制逻辑无关。以桥臂A为例进行分析,在死区时间Td内,当电流流出桥臂(ia>0)时,由二极管D4续流,将输出电压VAN钳位在负母线电压-E/2;反之,当电流流入桥臂(ia<0)时,由二极管D1续流,将输出电压VAN钳位在正母线电压E/2。如图2所示,实际输出电压与理想输出电压相比较出现了一个误差电压Ve。由图2(d)可以看出误差电压Ve具有的特征:(1)在每个开关周期内均存在一个误差电压脉冲;(2)每个脉冲的幅值均为E;(3)每个脉冲的宽度均为Td;(4)每个脉冲的极性与输出电流ia的极性相反。

2 死区对基波的影响

由参考文献[1]推导出死区对基波的影响:通过对不含死区时间的理想波与加入死区时间的实际波之间的对比,得到输出基波幅值随调制深度M的减小而减小;当开关频率f增加时,基波电压下降的速度增大;功率因数角φ越小,基波电压下降越多;基波电压随死区时间Td的增加直线下降。

3 死区引起的附加谐波

死区还会对输出电压的谐波产生影响。由于谐波的存在,不仅造成功率因数降低,影响效率,而且还可能引起逆变器自身以及其他设备的共振,同时造成电机低速转矩脉动。通常可用LC滤波器消除谐波,但因为LC滤波器是按照滤除开关频率谐波而设计的,随着开关频率不断提高,频率调制比也随之不断提高,使得由死区引入的3、5、7等低次谐波无法得到有效衰减,从而给输出电压造成了严重的波形畸变。

本文利用总谐波畸变率(THD)研究死区带来的谐波影响。首先对SPWM输出电压进行谐波分析,对SPWM逆变电源作以下假设:(1)直流电压E是最理想的电压源,可不考虑其纹波对逆变器输出的影响;(2)开关器件为理想器件,具有理想的开关特性;(3)逆变器采用双极性SPWM调制,三角波频率fc与逆变器输出电压频率f之比N>1,正弦调制波的幅值与载波幅值之比M≤1。

SPWM输出相电压傅里叶分解得:

由式(1)的第二项得出逆变电源输出电压一部分谐波分量的频率为载波频率的奇数倍。由式(1)的第三项得出逆变电源输出电压的另一部分谐波分量对称分布在整数倍的载波频率周围,其频率可表示为mω+nω,m是相对于载波的谐波次数,n是相对于调制波的谐波次数。

理想情况下,输出电压谐波中应不含低次谐波。但实际电路中的谐波含量比理想情况下的含量要多,同时也会出现少量的低次谐波。

图3(a)、(b)分别为M=0.5,N=41,φ=45°时,Td=0μs、Td=8μs情况下的输出相电压的波形。进行fourier分析,可以得到其THD分别为26.67%、44.38%。对其第一边带的低次谐波进行fourier分析,可得其THD分别为2.41%和20.04%,如图4所示。对比图4(a)、图4(b)的fourier分析可以看到死区时间的加入带来了3、5、7…低次谐波。

下面对死区带来的谐波影响进行分析:

参考文献[2]在一个基波周期内把N个由Td引起的正负脉冲等效成一定高度的矩形波Ve,则其傅里叶展开式为:

式中,(φ为功率因数角ω为基波角频率)。

若忽略PWM调制波固有的谐波含量,而只考虑死区时间对基波电压的影响,则可得:

从而基波幅值为:

谐波幅值为:

式中,ΔTHD为忽略PWM调制波固有的谐波含量,而只考虑死区时间对基波电压的总谐波畸变率。由式(7)可以看出,死区对输出电压带来的谐波总畸变率ΔTHD与调制深度M、开关频率f、功率因数角φ及死区时间Td之间的关系。进行仿真可得到其变化规律曲线如图5所示(仿真中只针对第一边带内的低次谐波进行ΔTHD测量)。对图5ΔTHD变化规律分析如下:

图5(a)曲线1、2、3分别为ΔTHD在M=0.5,N=120,T=0.02 s,φ=30°、45°、60°时随死区时间Td的变化规律。总谐波畸变率ΔTHD随死区时间的增大而成直线上升,死区时间越大,畸变率越高。同时由曲线1、2、3的对比可以看到功率因数越低(即功率因数角越大),畸变率越大。图中虚线4为由式(7)计算所得的理论值(下同)。

图5(b)曲线1、2、3分别为ΔTHD在M=0.7、0.5、0.3,φ=45°,Td=4μs时随频率调制比N的变化规律,当输出频率不变,开关频率增加时,ΔTHD增加。图中虚线4为M=0.5时的理论计算曲线。

图5(c)曲线1、2、3分别为ΔTHD在N=120,T=0.02 s,Td=4μs,φ=60°、45°、30°时随调制深度M的变化规律。由曲线图可得在相同的功率因数下,ΔTHD随M的增大而减小,即调制比越大,畸变率越小。图中虚线4为φ=45°的理论计算曲线。

由图5(a)、(c)可看出ΔTHD与功率因数之间的关系,功率因数越大(功率因数角越小),畸变率ΔTHD的值越小。图5(d)曲线1、2、3分别是ΔTHD在M=0.7、0.5、0.3,Td=4μs,N=120,T=0.02 s时随功率因数的变化规律。由此可以看到,随功率因数角的增大(即功率因数的减小),ΔTHD的值也增大,图中虚线4为M=0.5时的理论计算曲线。

在研究中均保持其他条件相同情况下,谐波总含量ΔTHD:(1)与Td成正比,即死区越大,低次谐波含量越大,反之亦然;(2)与N值成反比,即N越大,谐波含量越小,反之亦然;(3)与M成反比,即调制比越大,谐波含量越小,反之亦然;(4)与φ成正比,即功率因数角越大,谐波含量越大,反之亦然。由图中可以看到,仿真曲线与理论曲线的变化趋势是一致的,在一定的误差范围内,理论计算值与仿真值存在少许差别是正常的。

由上述分析可知,死区效应对逆变器性能产生了许多有害的影响,且死区时间、逆变器的开关频率、调制比以及负载的功率因数等都会对其产生不同的影响。

(1)死区效应影响逆变器的输出基波电压。输出基波电压随死区时间的增加而线性减小;功率因数越大,基波幅值越小;开关频率越高,基波幅值下降越快。

(2)死区效应使逆变器输出电压波形增加附加谐波(主要是带来低次谐波),使输出电压产生较大的畸变。ΔTHD随死区时间的增大线性增大;功率因数越大,畸变率越小;开关频率越高,畸变率越大;调制比越小,畸变率越大。

因此在逆变器的设计上要综合考虑各方面的影响。另外,死区效应带来的主要是低次谐波,而低次谐波的抑制也较为困难,若采用滤波器会带来体积大、造价高及内部电压降等一系列不良后果。因此,对死区进行补偿是十分必要的。

参考文献

[1]刘陵顺,尚安利,顾文锦.SPWM逆变器死区效应的研究[J].电机与控制学报,2001(12):237-241.

[2]程曙.SPWM逆变器死区效应分析[J].电力系统及其自动化学报,2002(4):39-42.

[3]URASAKI N,SENJYU T,UEZATO K.An adaptive dead-time compensation strategy for voltage source inverter fedmotor drives[J].IEEE Transactions.on Power Electronics,2005,20(5):1150-1160.

[4]ITKONEN T,LUUKKO J,SANKALA A,et al.Modeling andanalysis of the dead-time effects in parallel PWM two-level three-phase voltage-source inverter[J].IEEE Trans.on Power Electronics,2009,24(11):2446-2455.

[5]CHEN L,PENG F Z.Dead-time elimination for voltagesource inverters[J].IEEE Transactions.on Power Electronics,2008,23(2):574-580.

基于SPWM的逆变器仿真研究 篇3

(一) 逆变器。

逆变器是将直流电能 (蓄电瓶或电池) 转变成交流电。它由逆变桥、控制逻辑和滤波电路组成。广泛适用于家庭影院、电动砂轮、电动工具、缝纫机等。在国外因汽车的普及率较高外出工作或外出旅游即可用逆变器连接蓄电池带动电器及各种工具工作。通过点烟器输出的车载逆变是20W、40W、80W、120W到150W功率规格。再大一些功率逆变电源要通过连接线接到电瓶上。把家用电器连接到电源转换器的输出端就能在汽车内使用各种电器。

(二) SPWM。

PWM (Pulse Width Modulation) 是通过改变输出方波的占空比来改变等效的输出电压。广泛的应用电动机调速和阀门控制, 比如我们现在应用的电动车电机调速就是应用的SPWM的原理。日常生活中我们还有许多应用的事例如洗衣机等。

SPWM (Sinusoidal PWM) 就是在PWM的基础上改变了脉冲调制方式, 脉冲宽度时间占空比按正弦规律来排序, 这样输出波形结果适当的滤波就可以得到正弦波输出。SPWM广泛的应用于直流交流逆变器等等。

二、三相逆变电路仿真建模

本次设计的三相逆变电路包括三种, 直流升压斩波电路、三相桥式PWM逆变电路和闭环反馈电路, 如果我们将升压斩波电路的输出接到逆变电路的输入, 并且接着在逆变电路输出端接上反馈电路, 那么经过处理后产生的PWM波连接到直流升压斩波电路的开关器件IGBT的控制端, 这样我们就得到了这次设计的逆变电路的总体仿真模型。

通过对三相逆变电路的建立模型, 设置各种参数数据以及各种初始值, 经过不断的建立模型, 让我们更加直观的看到了逆变电路的总体仿真模型并分析其结果。

三、仿真结果分析

(一) 直流升压斩波电路仿真分析。

要想分析其原理, 就要根据参考资料设置的各项初始参数输入, 输入直流电为220V, 开关器件IGBT和二极管Diode使用默认参数, 其他器件的参数可以调试。如果改变了开关器件IGBT的占空比的值, 可以改变其输出电压值的话, 在仿真的过程中能够很好的体现, 则符合直流升压斩波电路的原理。如果不符合我们的原理, 那我们就认真比对, 仔细观察各种器件的初始值是否有效设置, 在检查的基础上再次实验, 并多次实验增加结果的可靠性, 最终查看结果。

(二) 三相桥式PWM逆变电路仿真结果。

三相桥式PWM的逆变电路包括滤波电路在进行逆变电路的仿真, 交流电的输出波形很容易受到部分参数的影响, 想要得到稳定的波形, 我们必须经过多次调试和认真研究, 努力把各项参数值设置好。在设计中输出的交流电必须是380V, 此值是线电压, 输出的正弦波幅值大约是311V, 根据这个要求我们要进行反复的比对和认真的调试, 最终输出接近的结果。

(三) 闭环反馈电路仿真电路结果。

我们按照各项参数, 并设定了一系列的初始值, 最终经过闭环反馈电路得到的输出PWM波形的占空比为71.1%, 根据波形我们可以知道其有一定的可靠性, 并且符合我们反馈电路的标准。

(四) 三相逆变电源总体仿真实现结果。

首先应该把升压斩波电路的输出电压调到大约689.85V, 在对逆变电源进行仿真。反复调节参数并且当直流升压斩波电路中PWM脉冲生成器的占空比达到71.1%左右的时候, 输出的直流电源大概是680V。而且在这之间输出电压先大幅的震荡, 大约0.038s后, 数值稳定在690V左右。

结果对三相逆变器的研究仿真, 我们清楚的看到三相电压的最大值均是311V, 满足输出线电压时380V的要求, 并且周期也都是0.02s, 这就说明其符合输出交流电是50Hz的标准, 同时三相电压依次相差120度, 输出的波形整齐较好。因为反馈电路的存在, 使其抗干扰的能力有极大的提高, 受外界的影响较小, 所以数据有一定的准确性。

四、总结

通过对SPWM的逆变器研究, 我们清晰的明白了逆变器的工作原理和PWM与SPWM的各种作用。并且知道其广泛的应用在我们的身边, 对我们的生活有诸多益处。对三相SPWM逆变器进行仿真, 其仿真结果也表明有良好的用户系统。在进行仿真时很多波形不能快速的出现, 就需要我们研究其原理并注意一些仿真细节。通过适当的参数设置, 仔细选择能够满足的控制方式, 综合应用这样可以有效减小输出电压, 输出电流的谐波分量, 从而有效的改善输出波形。

参考文献

基于DSP的三相SPWM波形研究 篇4

近年来,随着微处理器、数字信号处理器(Digital Signal Processor, 简称 DSP)的发展,数字信号处理技术及其设备具有更加灵活、精确、抗干扰能力更强、设备尺寸更小、速度更快、性能稳定和易于升级等特点,这使得越来越多的设计围绕 DSP 展开。在三相逆变器中,SPWM(正弦脉冲宽度调制)技术得到了广泛应用。文中应用TI公司的DSP专用芯片TMS320F240,通过规则采样SPWM算法来输出高精度的三相SPWM波形,从而实现了逆变器的SPWM控制。

1 TMS320F240简介

TMS320F240是美国TI(TEXAS INSTRUMENTS)公司于1997年推出的一种适于工业控制,尤其适于电动机控制的DSP芯片。TMS320F240主要由 DSP 内核和存储空间、事件管理器、A/D转换器、串行口、看门狗定时器等组成。对数字化高性能的电机控制来说,TMS320F240最具特色的电机控制外设电路是它的片内事件管理器,可提供高速、高效和全变速的先进控制技术。

每个240x器件都包括两个事件管理模块EVA和EVB,每个事件管理模块包括通用定时器(GP)、比较单元、捕获单元以及正交编码脉冲电路,其结构如图1。

EVA和EVB的定时器、比较单元以及捕捉单元的功能相同,只是定时器和比较单元的名称不同。事件管理模块EVA和EVB有相同的外设寄存器,EVA的起始地址是7400,EVB的起始地址是7500。事件管理器(EVA)模块中有3个比较单元(比较单元1、2和3),EVB模块中同样也有3个比较单元(比较单元4、5和6)。每个比较单元都有两个相关的PWM输出。比较单元的功能结构如图2。

2 SPWM的工作原理

SPWM逆变器用来产生正弦脉宽调制波形SPWM波形。其工作原理是,把一个正弦波分成N等份,然后把每一等份的正弦曲线与横坐标轴所包围的面积都用一个与此面积相等的等高矩形脉冲来代替,这样可得到N个等高而不等宽的脉冲序列。它对应着一个正弦波的半周,对正负半轴都这样处理,即可得到相应的2N个脉冲,这是正弦波等效的正弦脉宽调制波。

产生SPWM波形有两种方式,一种是采用模拟电路,另一种是采用数字电路。采用模拟电路时,由模拟元件构成的三角波和正弦波发生器分别产生三角载波信号UΔ和正弦波参考信号UR,然后送入电压比较器,产生SPWM脉冲序列。不过在这里正弦波信号是三路,以产生三相SPWM波形。采用模拟电路调制方式的优点是完成UΔ与UR信号的比较和确定脉冲宽度需要一定的时间。然而这种方法的缺点是所需的硬件较多,而且不够灵活,改变参数和调试比较麻烦。原理框图3如下。

采用数字电路的SPWM逆变器,可采用以软件为基础的控制模式,其优点是所需硬件少,灵活性好和智能性强,缺点是需要通过计算确定SPWM的脉冲宽度,有一定的延时和响应时间。然后,随着高速度、高精度功能微处理器、微控制器和SPWM专用芯片,采用微机控制的数字化SPWM技术已占当今PWM逆变器的主导地位。

3 TMS320F240生成SPWM波形的算法

为了提高PWM的输出质量和可靠性,一些模拟电路和数字电路的PWM都通过专用集成电路芯片来实现,但这些芯片的价格比较高,现在我们用德州仪器TMS320F240内部自带的事件管理器模块中的比较单元,通过规则采样SPWM算法来输出高精度的三相SPWM波形,从而实现逆变器的SPWM控制,实验证明,这种方法简单可行。

为了得到正弦波,需要输出一系列幅值相等而宽度不等的矩形波。工程上常见的基于规则采样技术和采样保持原理的PWM波形形成原理,其采样频率等于载波频率,在载波三角波正峰值处采样,脉冲总是对称于载波三角波的波谷,如图4所示。按照图示我们就可以求得三角波的每一时刻对应的脉宽t2。

每个脉冲的中点都以相应的重点相对称,在三角波的负峰时刻T0对正弦调制波采样而到B点,过B点作一条水平线和三角波分别交于A点和C点,在A点的时刻t1和B点的时刻t3控制功率的器件的通断由图可得出以下关系式,若载波三角波幅度UTM定为1,控制正弦波幅度UC为M,三角的倾角为α,,斜率为4/T2(T2为三角波周期),采样值为Msinωct

t2=T2(1+Msinωct)/2。如下图5所示为规则采样法PWM波形:

根据上面的关系式,如果一个周期由N个矩形波,则第一个矩形波的占空比为:

BI=0.5+0.5sin(I*2π/N)

我们以事件管理器A中的通用定时器1及与之相关的比较单元为例来说明生成SPWM波形的方法。

事件管理器提供了三个功能强大的16位定时器GP TIMERx(x=1,2,3),三者可以相互独立,也可级联使用,可以多种方式产生12路PWM信号。

EVA的定时器1有三个与之相关的比较单元:比较单元1、比较单元2和比较单元3,每个比较单元都有一个相应的比较寄存器:CMPR1、CMPR2和CMPR3。每个比较单元可以单独设置成比较模式和PWM模式,设置为PWM模式时,每个比较单元都有两个极性相反的PWM输出。因此利用TMS320F240的事件管理器可以实现对三相桥式逆变电路的PWM控制,在周期寄存器T3PR得知一定的情况下,通过改变比较寄存器的值就可改变输出矩形脉冲的宽度。

根据前面看到的占空比的表达式再利用通用定时器比较单元的PWM特性,可以很容易的得到产生PWM的方法,具体步骤如下:

1) 根据载波频率和信号频率计算出每个周期需要输出的矩形波个数,从而确定定时器的周期。

2) 根据占空比表达式计算出每个矩形脉冲的占空比,用占空比乘以周期寄存器的值,从而计算比较寄存器的值,并使脉冲个数指针加1。

3) 在周期中断子程序中将计算所得的比较寄存器的值送到比较寄存器,并置相应位。

4) 主程序根据标志位来判断是否已完成一个周期的操作,如果一个标志位已置1,则清标志位,调计算占空比子程序,然后进入等待状态,如果标志位未被置1,则直接进入等待状态。

这里用到了通用定时器1的周期中断,在对TMS320F240进行初始化时,正确的将定时器1的周期中断打开非常重要,否则,程序将不能正确运行。首先禁止全局中断功能,在打开一级中断INT2,再打开INT2下面的定时器1的周期中断,然后对定时器1的计数寄存器T1CNT、周期寄存器T1PR,以及比较单元1的比较寄存器CMPR1进行初始化,再分别对定时器1和比较单元1的控制器进行初始化,最后启动定时器。

4 结束语

DSP有许多专用的外围设备和高性能的特性,能完成一般单片机难以胜任的任务。TMS320F240的功能很强且运算速度很快,利用其事件管理器能产生SPWM等各种脉宽调制信号,其内部丰富的资源,为后续实验开发提供有利保障。

参考文献

[1]吴守箴,藏英杰.电气传动的脉宽调制控制技术[M].北京:机械工业出版社,2002.12.

[2]刘和平,严利平.TMS320LF240x DSP结构、原理及应用[M].北京:北京航空航天大学出版社,2002.3.

[3]徐科军,黄志云.定点DSP的原理、开发与应用[M].北京:清华大学出版社,2002.

SPWM三相逆变器 篇5

随着逆变器在分布式发电系统中的广泛使用, 对其输出电压质量的要求也越来越高, 在要求逆变输出电压保持稳定的基础上对其正弦度和动态响应也有较高的要求。

为提高逆变器的稳态精度和动态响应, 本文采用电压外环电流内环的双闭环控制方法, 其中电流内环采用电容电流内环, 以抑制负载扰动对输出电压的影响[1]。文中基于PIC单片机开发了单相逆变器, 并采用正弦脉宽调制算法, 以实现输出高质量的正弦交流电压。

1 单相逆变器系统构成及工作原理

蓄电池供电的逆变器系统结构如图1所示。

从图1可以看出, 系统主要由主电路和控制电路两部分组成。主电路包括直流升压斩波电路、滤波电容、单相逆变电路、LC滤波电路等, 其中逆变电路采用典型的电压型单相全桥逆变结构。控制系统以美国微芯公司的单片机PIC16F877A为核心, 主要包括逆变电路交、直流电压检测、电容电流检测、蓄电池端电压检测、驱动电路等, 其中对蓄电池端电压进行检测是为了防止逆变电源工作期间蓄电池过放电。

系统工作原理:当逆变电源工作时, 蓄电池输出电压首先经直流斩波电路进行升压, 使逆变输入侧直流电压为310 V, 并使其保持恒定, 以保证电压型逆变器输入、输出侧电压变比关系, 使逆变输出交流电压稳定在220 V。其中, 逆变电路采用SPWM控制技术, 驱动脉冲由PIC单片机产生, 升压斩波电路采用PWM控制, 由PWM专用芯片SG3525产生驱动脉冲。

为了对系统进行更好的控制, 首先对系统中单相逆变主电路进行简化分析, 逆变主电路如图2所示。

在图2中, R为包括了线路电阻、开关管压降和死区效应损耗的等效电阻, Z为负载阻抗。该电路工作时, 功率器件工作于开关状态, 具有非线性。为分析方便, 假定功率开关为理想器件, 且逆变器输出的基波频率、LC 滤波器的谐振频率与开关频率相比足够低, 则逆变桥可以被简化为一个恒定增益的放大器, 从而得到逆变器的线性化模型, 如图3所示。在图3中选取电感电流iL、电容电压uC为变量, 可得逆变器等效电路的回路电压和电流方程如下:

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由于uC=u0, 故 (1) 式可写为:

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对 (2) 式进行拉普拉斯变换可得:

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由式 (3) 可以看出:逆变器空载时的阻尼最小, 振荡性最剧烈, 控制难度最大, 所以控制器的设计要基于空载来进行。空载时, 负载电流io=0, 从调制器输入端到逆变器的滤波器输出端电压的传递函数为:

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根据各变量之间的内在联系, 得到逆变器的等效框图如图4所示。

由图4可知, 这是一个双输入、单输出的二阶线性系统, ui 和io 为系统的输入。由于负载阻抗Z (s) 的多样性, 即使负载上的电压为纯正弦波, 负载电流也可能是任意波形。若把负载电流io 处理为控制系统的一个扰动输入信号, 则逆变器带非线性负载时, 负载的非线性也仅表现在扰动的非线性上。这样的负载模型具有较强的代表性, 数学模型形式简单, 不依赖于具体的负载类型。

由于等效电阻R很小, 逆变器可以近似看作一无阻尼二阶振荡环节。这时, 系统对扰动的抑制能力比较弱, 采用一定的控制策略可以加大整个系统的阻尼, 达到快速性和稳定性的要求。

2 控制策略

逆变器采用电压外环和电流内环的双闭环控制方法, 电压外环以交流电压uo为反馈量, 保正输出电压幅值的恒定, 而电流内环反馈量一般取电感电流iL或电容电流iC。在电压源逆变器中, 滤波电容电流作为内环反馈应用得比较广泛。因为电容电流被瞬时控制, 使得输出电压uo 因iC 的微分作用而提前得到矫正, 带负载能力更强, 其缺点是无法对逆变器进行限流保护[2,3]。

本文内环反馈量选择电容电流iC, 滤波电容电流内环对含在环内的扰动, 如输入电压的波动、死区时间的影响、电感参数的变化、负载电流的变化等都能起到及时的调节作用, 使得系统的稳定性、动态特性、对非线性负载的适应性等都大大提高。内环和外环均采用PI调节器。控制系统结构如图5所示。

3 系统软件设计

系统软件设计, 采用C语言进行编程, 软件的基本功能包括系统初始化、数据采集、PI控制、SPWM驱动脉冲输出等。目前, 生成SPWM波的控制算法主要有以下几种:自然采样法、规则采用法、面积等效法等[4], 文中采用了面积等效法。图6给出了SPWM子程序流程图。

4 实验结果及分析

本文根据上述设计分析, 研制了一台实验样机, 系统主要参数如下:蓄电池电压为220 V, 直流侧滤波电容为450 V/470 μF, 交流输出电压为220 V, 频率50 Hz, 滤波电感1 mH, 开关器件选用IGBT, 开关频率为10 KHz。实验波形如图7、图8所示。

图7为单极性调制方式下互补的两路SPWM驱动信号波形, 分别驱动同一桥臂的上、下两个功率管。图8为经LC滤波后的逆变电源交流输出电压波形, 由图可见, 逆变输出电压波形为正弦波, 电压幅值约为310 V, 频率约为50 Hz。

5 结束语

基于PIC单片机控制的单相逆变电源, 通过双闭环控制和SPWM正弦脉宽调制, 实现了逆变电源交流输出电压为幅值和频率恒定的正弦波。采用电容电流内环的双闭环控制方法, 利用电流内环快速、及时的抗扰性有效地抑制负载扰动的影响, 具有动态响应快, 输出稳定度高, 谐波含量低等优点。

摘要：分析了单相逆变器的模型, 针对负载扰动, 采用了输出电压外环、电容电流内环的双闭环控制方法, 以提高逆变器的动、静态性能。逆变器的控制以单片机PIC16F877A为核心, 采用正弦脉宽调制算法。实验结果表明, 基于PIC单片机的单相SPWM逆变器具有较好的稳定性, 控制精度高, 满足逆变器输出电压质量的要求。

关键词：单相逆变器,双闭环控制,PIC单片机,正弦脉宽调制,电压质量

参考文献

[1]李鑫, 姚勇涛, 张逸成, 等.采用电容电流内环的逆变器双闭环控制研究[J].电气传动, 2008, 38 (2) :23-26.

[2]吕永庆, 赵军红, 张珍敏.两种逆变器双环反馈控制技术分析与比较[J].通信电源技术, 2009, 26 (4) :20-22.

[3]张昌盛, 段善旭, 康勇.基于电流内环的一种逆变器控制策略研究[J].电力电子技术, 2005, 39 (3) :14-16.

SPWM三相逆变器 篇6

随着世界经济的发展,大部分正在使用的能源将逐步减少,经济对能源的需求却在不断的增加。因此,如何节约能源和开发利用环保、可持续的新型能源成为我们必须解决的热点问题。电能回馈电网技术可以较好地实现能量的循环利用,提高终端用电效率,有效缓解电能供求矛盾等。因此,电能回馈单元作为电能回馈电网的关键技术已成为学术界研究的热点,如风能,太阳能,燃料电池等。同时,在码头、油田、电梯等一些可将机械能转化为电能的场合,将电能回收利用可带来可观的经济效益。电能回馈单元将直流电能转化为交流电能,是可再生能源与交流电网之间的必要接口。

我国电能质量的标准要求网侧输人电流的畸变率(THD)一般小于5%,所以三相电能回馈单元常通过L/LCL滤波器连到电网上,减少电流的畸变率。受成本影响,电感值不能太大也不能太小,大电感虽然能减少电流的畸变率,但成本增加太多,而且会使系统的动态性能下降;小电感则不能有效地减少电流的畸变率。在LCL滤波器中,滤波电容C能滤除高次谐波,但是电容值也不能太大,大电容会产生更多的无功,降低功率因数[1]。为此,本文对L/LCL滤波器进行了设计与选取。

三相电能回馈单元常采用双极性SPWM和SVPWM调制来实现,但双极性SPWM和SVPWM是上下桥开关互补导通的,因而必须设置死区时间防止上下桥的直通,从而会因为死区时间导致进入电网的电流畸变率增大[2]。此外,为增大功率,提高系统的灵活性、可靠性,三相电能回馈单元常并联运行。然而,当逆变器并联运行时,在双极性SPWM和SVPWM调制的情况下,逆变器模块间将会产生潜在的环流,使电流发生畸变,降低系统的整体性能[3]。为此,本文提出一种可并联运行,环流小,电流畸变率小的调制方法——单极性SPWM。并比较单极性SPWM调制与双极性SPWM和SVPWM调制的优缺点。最后,通过Matlab/Simulink仿真验证单极性SPWM调制方法的可用性、正确性和优越性。

2 三相电能回馈单元(GCI)模型

三相电能回馈单元的模型由主回路和控制回路两部分组成[4]。主回路见图1,由三相逆变器、滤波器和电网组成。由于电能回馈单元常采用PWM调制控制,从而导致进入电网的电流中含有大量的高次谐波。为了获得无污染的入网电流,三相电能回馈单元的输出端一般采用L或LCL两种类型的滤波器连到电网,减小电流的畸变率。

控制回路见图2,由回馈功率设定、电流反馈PI控制和电压前馈解耦控制3部分组成。PLL为锁相环,用来检测电网的相位,以实现回馈电流和电网电压同步。控制回路中用到了以下坐标变换:

$\left[\begin{array}{c}i{}_d\\ i{}_q\\ i{}_0\end{array}\right]=\frac{2}{3}\left[\begin{array}{ccc}\sin \theta & \sin (\theta -2\text{π}/3)& \sin (\theta +2\text{π}/3)\\ \cos \theta & \cos (\theta -2\text{π}/3)& \cos (\theta +2\text{π}/3)\\ 1/2& 1/2& 1/2\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}i{}_a\\ i{}_b\\ i{}_c\end{array}\right](1)$

3 滤波器的设计与选取

3.1 L和LCL滤波器的设计

滤波器是三相电能回馈单元与电网之间的接口,一个好的滤波器能有效地减小入网电流对电网的污染。受成本影响,滤波器的电感值不能太大也不能太小,大电感成本太高;小电感则不能有效地减小电流的畸变率。在LCL滤波器中,滤波电容C能滤除高次谐波,但是电容值也不能太大,大电容会产生更多的无功,降低功率因数[1]。因此滤波器的设计很重要。滤波器一般采用L或LCL两种类型,LCL滤波器的设计和L滤波器的设计相似[5,6,7,8]。在L滤波器的设计中要求[9]:

$\{\begin{array}{l}V{}_{\text{d}\text{c}}＞E{}_{\text{m}}/{\rm M}=2E{}_{\text{m}}\text{S}\text{Ρ}\text{W}\text{Μ}\\ V{}_{\text{d}\text{c}}＞E{}_{\text{m}}/{\rm M}=\sqrt{3}E{}_{\text{m}}\text{S}\text{V}\text{Ρ}\text{W}\text{Μ}\end{array}(2)$

电感的计算[6]:

$\frac{V{}_{\text{d}\text{c}}}{4\sqrt{3}\text{Δ}{\rm I}{}_{\text{r}\text{i}\text{p}\text{p}\text{l}\text{e}-\max }f{}_{\text{s}\text{w}}}\le L{}_{\text{f}}\le \frac{\sqrt{V{}_{\text{d}\text{c}}^2/4-E{}_{\text{m}}^2}}{w{}_{\text{g}}{\rm I}{}_{\text{m}}}(3)$

滤波电容的计算[6]:

$C{}_{\text{f}}=\frac{\lambda {\rm P}}{3\times 2\text{π}f{}_{1}E{}_{\text{m}}^2}(4)$

式中:Vdc为直流母线电压;Em为电网相电压峰值;Im为电网相电流峰值;fsw为开关频率;ΔIripple-max为相电流最大电流纹波;wg为电网电压相位角速度;f1为电网电压基波频率;λ为滤波电容吸收的基波无功功率相对于有功功率的大小,不能大于系统额定有功功率的5%[6];P为额定有功功率。

本文中三相电能回馈单元要求:在Vdc=620 V时开始回馈,Vdc=660 V时回馈50 A的有效电流,即回馈功率为33 kW,回馈电流的峰值为70.7 A。在设计中,取λ=2%减少无功功率,ΔIripple-max=10%Im,fsw=10 kHz,代入式(3)、式(4)得:Cf=7.3 μF,1.3 mH≤Lf≤5 mH。考虑到实际电感电容的规格参数以及提高回馈电流的跟踪能力及系统的快速响应能力,电感Lf的值应越小越好,选取电感电容值为:Cf=6.8 μF,Lf=1.6 mH,Lf,conv=Lf,g=0.8 mH。

3.2 L与LCL两种滤波器的比较与选取

仿真两种滤波器的滤波效果:表1为比较相同条件下abc三相电流经过L/LCL滤波器后的畸变率(5个电流周期的THD)。

由图3、图4和表1分析可知LCL滤波器能有效地滤除高次谐波,但流入电网的电流畸变率会比L滤波器稍大,这是因为在LCL滤波器谐振频率处发生谐振造成的[8,10]。比较1.3 mH的L滤波器和0.5 mH、6.8 μF、0.8 mH的LCL滤波器能得到同样的结论。高次谐波能对线路中连接的对电磁干扰特别敏感的设备产生不利影响,本文选取LCL滤波器滤除高次谐波,减少高次谐波对电网的影响。

4 回馈功率设定和电流反馈PI参数的设计

4.1 回馈功率设定

在三相电能回馈单元中,回馈功率设定的任务是根据直流母线电压的等级确定回馈功率的等级,即直流母线电压高则回馈功率大,直流母线电压低则回馈功率小。可以根据直流母线电压等级线性设计回馈功率,也可以非线性设计回馈功率。本文采用线性设计回馈功率。回馈功率设定结构图见图5。要求三相电能回馈单元:在Vdc=620 V时开始回馈,Vdc=660 V时回馈50 A的有效电流,即指令电流i*d=70.7 A,所以kup=i*d/eu≈1.77。直流母线电压低于620 V时,指令电流为0;直流母线电压高于660 V时,指令电流限幅为70.7 A。

4.2 电流反馈PI参数的设计

电流反馈PI控制的任务是使回馈电流快速无静差地跟踪指令电流。PI反馈控制的结构图见图6。

将PI调节器传递函数写成零极点形式,即:

$k{}_{\text{p}}+\frac{k{}_{\text{i}}}{s}=\frac{k{}_{\text{p}}(1+s{\rm T}{}_{\text{i}})}{s{\rm T}{}_{\text{i}}}{\rm T}{}_{\text{i}}=\frac{k{}_{\text{p}}}{k{}_{\text{i}}}(5)$

按照参考文献[9]粗略设计PI参数。PI参数的计算公式[9]:

$k{}_{\text{p}}=\frac{f{}_{\text{s}\text{w}}L{}_{\text{f}}}{3{\rm K}{}_{\text{Ρ}\text{W}\text{Μ}}}k{}_{\text{i}}=\frac{f{}_{\text{s}\text{w}}R{}_{\text{f}}}{3{\rm K}{}_{\text{Ρ}\text{W}\text{Μ}}}{\rm T}{}_{\text{i}}=\frac{L{}_{\text{f}}}{R{}_{\text{f}}}(6)$

设Rf=0.016 Ω为电感的总阻值,KPWM=0.44代入式(6)得:kp=12.1,ki=121.2。根据设计的PI参数进行仿真,得到a相回馈电流见图7。

由图7分析可知按照参考文献[9]设计的PI参数仿真,电流上升比较慢,需要0.3 s才能达到稳态。因此需要优化PI参数。

仿真优化PI参数(见表2、表3),优化目的:使回馈电流的动态响应迅速,同时,abc三相电流的畸变率最小(分析5个电流周期的THD%)。

由上述两表可知选取优化电流反馈PI的参数为:kp=34,ki=940,此时进行仿真,得到a相回馈电流,见图8。

由图8知只需要0.05 s电流就能达到稳态,同时减小了电流的畸变率,达到了优化PI参数的目的。

5 单极性SPWM

三相电能回馈单元中,三相调制波和三相电网电压是同步的,不同之处在于由矢量控制得到的调制波有较多的纹波。单极性SPWM的实现[11]:以a相为例(b相和c相同理)。三角载波、调制波和脉宽的关系[12]见图9。

在a相电压的正半周Va≥0时,上桥开关Sap脉宽导通,下桥开关San关断;在a相电压的负半周Va<0时,下桥开关San脉宽导通,上桥开关Sap关断。用单极性SPWM调制仿真得图10。

由图10a可知在电压过零点处电流发生了跳变,从5 A在很短的时间内跳到-10 A,而且电流不经过零点。这是由于在电压过零点处上下桥开关突然切换所造成的,而且这种开关的突然切换在实际中很容易造成上下桥开关的直通。在电压过零点处采用死区控制来改进,改进后的单极性SPWM算法流程图见图11。

图11中Ura为a相调制波,幅值为1,Uc为三角载波的幅值。死区-10 V≤Va≤10 V,对应为200 μs。采用电压过零点死区控制后的电流波形见图10b,可见死区控制能有效地消除电流跳变,而且在电压过零点时电流也过零点,实现电流和电压的严格同步,同时消除了在电压过零点处上下桥开关突然切换造成上下桥开关直通的隐患。

6 单极性SPWM与双极性SPWM和SVPWM的比较

单极性SPWM的优点如下。

1)双极性SPWM和SVPWM是上下桥开关互补导通,需要设置死区时间防止上下桥开关直通。而单极性SPWM在一个电压周期内,上下桥开关只有一个开关脉宽导通,另一个开关关断,从根本上杜绝上下桥开关直通的现象。

2)单极性SPWM调制使得上下桥开关只有一个开关脉宽导通,所以与双极性SPWM和SVPWM相比较,单极性SPWM减少了一倍的开关次数,大大降低了IGBT开通关断次数,从而减少了IGBT开通关断的损耗。

3)当2台或2台以上三相电能回馈单元并联运行时,在双极性SPWM和SVPWM调制的情况下,逆变器模块间将会产生潜在的环流,使电流发生畸变,降低系统的整体性能[12]。而单极性SPWM调制上下桥开关只有一个开关脉宽导通,因而能有效地抑制环流的产生。仿真2台电能回馈单元并联运行产生的环流[13](每台回馈功率为33 kW时产生的环流):

i0=ia+ib+ic (7)

通过比较图12、图13和图14可知,单极性SPWM调制可以有效的抑制环流,能实现多台三相电能回馈单元的并联运行。

4)单台三相电能回馈单元在单极性SPWM、双极性SPWM和SVPWM调制下的比较。在相同条件下3种调制的比较(相同LCL滤波器、相同PI参数、相同直流母线电压660 V,即本文设计出来的参数),以abc三相电流的畸变率(分析5个电流周期的THD)作为比较对象,由仿真得到表4。

由表4分析知单极性SPWM调制比双极性SPWM,SVPWM调制好,电流的畸变率更小。这和理论分析结果一致:双极性SPWM和SVPWM调制都需要设置死区时间防止上下桥开关直通,本文设置死区时间为5 μs,而单极性SPWM不需要设置死区时间,能消除死区时间对电流畸变率的影响,因此,单极性SPWM调制时电流畸变率要小一些。

7 实验仿真结果

根据本文的设计,选择三相电能回馈单元的参数为:0.8 mH、6.8 μF、0.8 mH的LCL滤波器,kup=1.77,kp=34,ki=940,带电压过零点死区控制的单极性SPWM调制,14 kHz的开关频率,660 V的直流母线电压即回馈功率为33 kW,进行仿真得到a相电流电压的波形图见图15(电压波形放大10倍就是实际电压波形)。

8 结论

在三相电能回馈单元的实现中,双极性SPWM和SVPWM调制在电压的正半周时下桥开关的调制是多余的;在电压的负半周时上桥开关的调制也是多余的。单极性SPWM调制方法与双极性SPWM和SVPWM相比,去掉了双极性SPWM和SVPWM多余的开关调制,因而能减少一半的开关次数,而且不需要设置死区时间防止上下桥开关的直通,消除死区时间对电流畸变率的影响,从而得到更小的电流畸变率,并且在多台三相电能回馈单元并联运行时能有效地抑制环流的产生。在此基础上,设计出基于LCL滤波器、矢量控制和单极性SPWM调制的三相电能回馈单元,最后用仿真验证该方法。

摘要：三相电能回馈单元常采用双极性SPWM或SVPWM调制实现,基于单极性SPWM的调制不同于双极性SPWM和SVPWM的调制,其避免了双极性SPWM和SVPWM上下桥开关互补导通而需要设置死区时间防止直通的问题,克服了死区时间会增大电流畸变率的难题。并给出L/LCL滤波器的设计与选取、电流回馈PI参数的设计和单极性SPWM调制的实现算法。在此基础上,比较单极性SPWM调制与双极性SP-WM和SVPWM调制的优缺点。最后通过Matlab/Simulink进行仿真验证该方法的可用性、正确性和优越性。

SPWM三相逆变器 篇7

SPWM调节是以等腰三角波为载波, 正弦波为调制波, 当三角载波与正弦调制波波形曲线相交时, 在交点处的时刻点将会产生控制信号, 此控制信号便是用来控制功率开关器件的通断的, 如此便可得到一组相等幅值, 而脉宽正比于对应区间正弦波曲线函数值的矩形脉冲。每一个矩形脉冲的面积与相应坐标处的正弦波面积一致, 因而这一组矩形波与期望的矩形波等效。这种调制法称为正弦脉冲宽度调制法 (SPWM) , 这种序列的矩形波称作SPWM波。

2 三相SPWM电压型逆变器控制系统基本原理

该系统实现的功能是完成电压的逆变, 即将直流输入电压变换成交流输出电压。由整流二极管构成的不控整流电路为三相桥式逆变器系统提供直流输入电压, SPWM实现脉宽调制, 数字PI调节器能依据实际要求实时地调节逆变器的输出电压幅值, 完成调压控制。三相桥式逆变器的输出交流电压中一般含有较高次的谐波, 经LC滤波电路后可有效的滤掉高次谐波, 最后经全控型器件即组成完整的三相电压型逆变器。

3 三相SPWM电压型逆变器的建模与仿真

利用Matlab软件, 在Simulink环境下的Power System仿真工具箱搭建的三相SPWM电压型逆变器的系统电路模型。

系统主电路实现的是交流-直流-交流的转换。交流发电机输出有效值25KV, 频率60HZ, 容量10MVA的正弦交流电压, 经过25KV/600V, 50k VA的变压器降压后, 通过一个由二极管构成的三相桥式不控整流电路, 再经LC滤波电路滤掉高次谐波获得的直流电压, 作为逆变器的输入电压, 该逆变器由绝缘栅双极型晶体管IGBT作为开关器件, 且载波频率为2k HZ。经逆变器后的输出电压为交流电压, 最后经LC滤波电路后, 为负载提供50HZ, 380V的供电电压。该电路的离散采样周期为2μs。

下面详述系统模型中两个重要子模块, 分别是调压模块Voltage Regulator和PWM发生器模块Discrete PWM Generator。Voltage Regulator实现的是数字PI调节器的调压功能, 如图1所示为PI调节子系统模型;Discrete PWM Generator实现的是产生SPWM控制信号, 用以控制逆变器IGBT开关管的通断。

Discrete PWM Generator是一个离散的PWM脉冲发生器, 其内部结构如图2所示。

PWM脉冲发生器可通过对Generator Mode变量的设定, 即电桥桥臂个数 (1-4) 的选择, 而产生与之对应的脉冲个数, 此仿真模型选择的是3个桥臂, 则脉冲发生器将产生6个PWM脉冲。

PWM脉冲发生器中的m Index、phase和Internal-Phase三个模块都是常数模块。其中m Index可设定调制信号m, 即调制正弦波的幅值。12:34是时钟模块, 提供时间信息t, 它与增益模块K=2*pi*Freq (ω=2πf) 相乘, 就得到了ωt;Phase与增益模块pi/180相乘, 即将相位角转换到幅度。三者经求和模块后, 再经正弦波发生器, 即可得到幅值为1的离散型正弦波信号。乘法器将该正弦波信号与m Index (调制信号m) 相乘, 就得到了幅值为m的正弦调制信号。

Signals作为输入模块, 其后是具有三个输入端子的开关模块:当输入端2, 即Internal的值≥Threshhold (=0.5) 时, 则输入端1可通过, 输入端3则被截断;反之, 输入端1被截断, 则输入端3可通过, 即输出Signals信号。

4 仿真结果

启动模拟仿真。经过了大约50毫秒的过渡阶段, 系统达到稳定状态。通过scope1观察直流母线电压波形、变频器输出和载荷, 其仿真结果如图7所示。变频器产生的在2千赫周围的谐波被LC滤波器所过滤。

负荷电压的峰值为537伏 (380 Vrms) 。在稳态时, 平均调制比m=0.80, 直流侧平均电压为778 V。因此, 经过逆变器斩波后频率为50赫兹的基波的相电压为:Vab=778*0.612*0.80

接下利用快速变换 (FFT) 分析工具对其仿真输出电压进行谐波分析。首先打开Powergui并且选择‘FFT Analysis’=381 V rms。

通过观察分析结果可知, 最大谐波含量为1.4%, 总的谐波含量为2%。

5 结束语

本文利用Matlab软件中Simulink和Power System Blochset模块, 建立了具有数字PI调压控制功能的三相SPWM逆变电源仿真模型。仿真实例结果表明该仿真模型准确性, 完全可用于定量分析计算逆变电源的输出特性。

参考文献

[1]陈坚.电力电子学——电力电子变换和控制技术[M].北京:高等教育出版社, 2002.

[2]洪仁刚.电力电子和电力拖动控制系统的MATLAB仿真[M].北京:机械工业出版社, 2006.