高压偏置电路（精选五篇）
高压偏置电路 篇1
对于不同的盖革计数管, 它们的偏置电压也不同, 范围从350~900 V, 取决于管的设计和使用的气体混合物。一般情况下, 一个给定的管的偏置电压设定在其“坪”电压中心点工作, 坪区范围在100~150 V。如北京核仪器厂生产的J4401计数管, 起始电压小于420 V, 坪区范围450~550V, 推荐工作电压500 V (见图1) 。设计提供稳定、可靠的高压电源, 是GM计数正常可靠工作的基础, 也是GM计数管灵活设计应用的保障。
1 电路设计
电路整体由脉冲频率调制 (PFM) 、并联开关升压、7级倍压整流、RC滤波四部分构成 (见图2) , 当Vcc=5 v, 输出电压V0=500 v。PFM由2.5v基准电压, 比较器反相器、驱动组成, 电路刚建立时, 通过R2向C1充电, C1电压升高到反相器反转电压, 反相器U2A输出0, C1电压通过R1、D1放电, 反馈电压经比较器控制此电路的震荡占空比。震荡周期f=0.7× (R1+R2) C1;Boots型拓扑并联开关升压后电压为[1], Ra, Rb分别为反馈电阻 (图3) 。高压低电流 (小于5 m A) , 多级倍压阶梯升压整流电路可以解决高压偏置电源的许多问题, 如降低铜耗、减小体积等, 7级倍压后理论输出电压为, 纹波系数[2], 对于图1电路负载典型值RL=10 MΩ, 频率f=100 k, 倍压电容C=0.01, S=1.4×10-3;RC滤波进一步降低纹波。
2 电路分析
图4、图5显示了电路响应和负载电流的变化, 特别是在空载的条件下 (无辐射) , 输入电流极低 (80μA以下) , 这是该电路应用几乎100%时间的工作状况。
输入电压Vcc=5 v, Vref=2.5 v, 输出电压Vo=500 v, 输出电流60 u A, 足以满足GM计数管工作的需要。
3 结论
针对GM计数管应用设计的高压偏置电源, 输出电压和输出电流均可满足一般GM计数管的使用要求, 该电路设计相对简单, 输出电压稳定, 运行稳定。在实际应用中, 器件选用合适的封装, 可以建立的体积非常小, 满足便携仪器的苛刻要求。
参考文献
[1]应建华, 李进.低功耗PFM DC-DC转换器[J].微电子学与计算机, 2007, 24 (11) :42—45.
高压偏置电路 篇2
英特矽尔——ISL6294单节锂离子电池充电器可满足不同容量需要
随着手机、数码相机、MP3、GPS等便携式产品向体积小、厚度薄。轻巧造型方向发展，新颖的个人信息产品不断推陈出新。产量也猛增。这些新产品中几乎都采用锂离子(或聚合物)电池，因为它能满足小、薄、轻的要求，并且容量大，能延长两次充电的时间间隔。为了减少手持产品的设计周期，各半导体厂商开发许多性能优良、设计灵活、应用方便的充电器芯片，应用到各种手持产品当中。
英特矽尔(Intersil)公司所推出的单节锂离子电池充电器——ISL6294，正是在此背景下问市的产物。其应用简单灵活．可满足不同容量的锂离子电池的需要，也能采用插头式电源及USB端口进行充电，为手持产品设计工程师提供了一个很好的选择。ISL6294应用电路简单，符合手机的充电管理及其安全的设计规范；它以简单低廉成本的方法改进了手持产品的安全特性，简单而可靠的2mm×3mm充电器为手持产品简化了充电管理和高压保护电路。
特点及应用范围
ISL6294是一种充单节锂电池的线性充电器，由ISL6294组成的充电器适用于手机、MP3播放器、蓝牙耳机及数码相机等。该充电器主要特点包括：可以用插头式(AC／DC适配器)或USB端口供电；最大充电电流可达900mA：预设浮充电压为4．2V±1％；内有用于监控电池电压的低功耗电压比较器；在电压低于2．55V时实现涓流充电；在电压大于2．55V时实现大电流恒流充电；当电池电压接近4．2V时改为恒压充电；有充电过程指示LED亮表示充电、LED灭表示要停止充电。
它还具有智能启动，可延长电池寿命；有关闭控制．在关闭状态时耗电300 u A(典型值)，对锂电池耗电＜1μA；充电电流可设定；终止充电时的电流阈值可设定；内部有自动热调节来控制最大的充电率，不会有过热风险，芯片温度超过115℃时，温度限流回折电路工作；无须外部电流检测电阻及低功耗防漏二极管；不用快速保险丝及TVS可以实现低成本的高压保护电路。外围元器件少面积小，仅需2个RC元件，3mm×5mm的印制板PCB见图5所示。无须通过手持产品软件代码调试就可以对锂电池完成高效安全的充电管理；8个管脚小尺寸DFN封装(2mm×3mm)，高度0．8mm；工作温度范围为-40℃～+85℃。ISL6294的管脚排列如图1所示(详细信息请参阅Intersil的产品数据表FN9174．1)。
Pinl VIN电源输入端；Pin2PP日电源输入指示端；Pin3 CHG充电状态指示端，Pin2、3都是漏极开路输出。Pin4 EN逻辑输入充电使能；Pin5系统地线；Pin6 1MIN充电终止设置端；Pin7 1REF充电电流设置端；Pin8 BAT充电电流输出端。
ISL6294的主要参数典型值：输入工作电压范围VIN为4．4V～6．8V；在充电模式时，输入电源电流ICC=400 LJ A，关闭模式时，ICC＝300μA；充电器调节后输出电压VBAT=4．2V；BAT端输出的充电电流IBAT与IREF端所接的电阻有关，RIREF=24．3kQ时．IBAT=500mA(恒流)；CHG端输出低电压V C HRG＝0．1V：涓流充电阈值电压VTRIKL=2．55V；涓流充电电流ITRIKL为IBAT恒流的1 9％(当VBAT 充电参数说明 充电程序：当电池接入充电器、上电后，充电器检测电池的电压VBAT，若VBAT＜2．55V，以19％的恒定充电电流IBAT作涓流充电；当电池电压升到2．55V时，涓流充电结束，以设定的IBAT恒流充电；当电池电压VBAT上升约到4．2V时．以恒压4．2V充电．此时充电电流下降；当电池充电电流降到终止充电阈值检测电流Imin时，发出停充信号。若充电电池的电压VBAT＞2．55V．则直接用IBAT恒流充电．无涓流充电阶段。 充电器充电状态指示：充电器充电状态指示如图3所示，在BAT端接一个发光二极管(LED)及限流电阻刚到CHG端(其内部结构见图2)。当VBAT＜2．55V时为涓流充电．CHG输出低电平，LED亮(表示充电开始)；当IBAT＜lmin。CHG端呈高阻抗。LED灭(表示充电终止)。 智能启动及自动再充电：ISL6294上电或消除关闭模式时，若BAT端电压低于4．0V，则充电器进入充电模式进行充电；若BAT端电压高于4．0V时，进入备用模式，充电器不再充电。这将减少不必要的充电循环，可延长电池寿命。当充电器在备用模式时，仍监控BAT端的电压，当BAT一旦低于4．0V时，充电器自动再启动。在用户终止充电方式中则无此功能。 应用提示 基带芯片与充电器的联结：PPR信号提供了墙充电器(Wall Adapter)接入的指示。配置好基带处理器的通用输入出口与ISL6294的充电使能叫和充电状态CHG联结。充电电流的设定端IREF也可以连接一个电流采样信号去电源管理器(PMIC)。系统的充电电流由RIREF设定，可以不用MCU软件空间。 充电器不接电池：开路是输出恒定4．2V，电流随负载大小而定。 降低燥声和散热的考虑：图5给出ISL6294的简单布局。DFN 8封装中方形PCB上应设置过空并将它连接于第5脚GND上而且和地平面连成一片。这样一来屏蔽了当充电电流接近停充电流的干扰，可得到手持产品大批量生产非常一致的停充电流而且不存在发热的焊盘。 1 偏置漂移的产生 1.1 信号处理电路 CCD信号处理电路如图1所示,CCD输出信号经过前置放大、相关双采样、减法电路、可变增益放大和模数转换后输出数字图像。FPGA从模/数转换器ADC接收有效像元和暗像元的量化值,并对暗像元的值进行滤波等处理后更新数/模转换器DAC的值。 相关双采样电路采用Analog Devices公司的AD9823芯片,其基于反馈的箝位电路可以将信号中的残留偏压消除掉,输出“伪差分”信号(OUTPUT、REFOUT)。 1.2 减法电路 为了增加信号的动态范围,需要把参考输出(RE-FOUT)从芯片输出(OUTPUT)中减去。减法电路中用到的运算放大器存在温度漂移及失调电压,这在输出图像上表现为偏置随时间漂移,如图2所示。 从图2可以看出,随着时间的增加,图像的偏置漂移可达到100个码值以上(量化AD分辨率为12 bit)。一般采用两种方法来减小这种影响:(1)选用低温漂、低失调电压的运算放大器,并选用低温漂的电阻。但这样不仅会大大增加电路的成本,而且也不能从根本上解决问题。(2)加补偿电路,但会增加调试的难度并需要经常校准。为克服以上缺点,采用如图1所示结构的偏置漂移校正电路。其中FPGA完成暗像元量化值的处理工作,并根据校正算法给出数/模转换器的配置值。 因为相关双采样芯片将信号零电平箝位至暗像元电平,所以对暗像元来讲,相关双采样芯片的输出OUT-PUT与REFOUT相等,设其值均为VBIAS。数/模转换器的输出为VIN-,运放的失调电压为VID,运放的温漂电压为VT(t),信号处理链路中引入的噪声为Vnoise,可变增益放大器的增益为AV。由于采用了12 bit的ADC,其量化噪声[4]可以忽略。在偏置没有漂移的情况下,暗像元的量化值VFLXD应满足: 由图1可得: 将式(1)代入式(2)有: 其中,VBIAS+VID是恒定值;VT(t)变化得非常慢;Vnoise属高频噪声,其频率在数十赫兹以上。 由式(3)可知,如果FPGA直接将VIN-的值实时配置给数/模转换器,则由于Vnoise的存在,会使得图像的邻近行偏置不一样。为了让图像有较好的稳定性(即在正常显示图像时),不会看到图像各行出现因频繁的偏置漂移校正引起(如图3所示)的条纹状现象,需要对暗像元的量化值VFLXD进行低通滤波。 2 滤波器设计 有限冲击响应FIR(Finite Impulse Response)数字滤波器因具有精度高、有严格的线性相位等优点被广泛应用[5]。与通用DSP相比,FPGA器件应用于数字信号处理时速度更高,成本更低,更加灵活。使用Matlab和Xilinx公司的开发套件ISE可以快速高效地设计两种低通滤波器。 N阶FIR数字滤波器可以用差分方程来描述,即: 其中,y(n)是滤波器输出信号,h(i)是滤波器的系数,x(n)是滤波器输入信号。 2.1 窗函数法设计FIR低通滤波器 低通滤波器设计指标的选取:当滤波器阶数过高(大于40阶)时,会消耗大量的FPGA资源,而滤波器阶数过低时又不能达到预期的滤波效果。综合考虑,取滤波器阶数为30阶、采样频率为1 k Hz。因为温度变化造成影响的周期在数秒的量级,故取截止频率为0.1 Hz。选择主瓣和旁瓣比例可调的Kaiser窗,取Beta值=0.2。 使用Matlab2010a的FDATool(Filter Design&Analysis Tool)工具和ISE10.1的Accel DSP数字信号处理软件联合设计滤波器,使得设计更加简洁、精确、可靠[6]。 使用Matlab软件计算低通滤波器的系数h(i),得到滤波器的输入、输出功率谱密度PSD(Power Spectral Density)如图4所示。从图中可以看出,输入信号中在25 Hz以上的频率成分的能量值衰减超过一半。 将浮点h(n)转化为FPGA可以处理的定点数,对得到的定点低通滤波器进行仿真,得到其输入、输出功率谱密度如图5所示。从图中可以看出,输入信号中在25 Hz以上的频率成分的能量值衰减超过一半。 对比图4和图5可以发现,浮点到定点的转换对滤波器性能影响不大,且设计的滤波器对25 Hz以上的噪声可以有效地抑制。最后可以利用Accel DSP生成低通滤波器的寄存器传输级代码。 2.2 均值滤波器 在式(4)中,令h(n)=1/N得到均值滤波器的差分方程: 因为FPGA进行移位操作非常方便,所以当N取2的整数次幂时,滤波器实现更简单,性能更好。兼顾延迟与去噪能力,选取N=64。对设计的均值滤波器进行仿真,其输入、输出功率谱密度如图6所示。从图中可以看出,输入信号中在10 Hz以上的频率成分的能量值衰减超过一半,即频率在10 Hz以上的噪声均能得到有效的抑制。 3 校正方案及实验结果分析 3.1 阈值M的选取 一旦暗像元的处理值大于或等于阈值M时,FPGA就会重新配置DAC。 设DAC分辨率为△VDA、ADC的分辨率为△VAD、可变增益放大器VGA(Variable Gain Amplifier)的增益为AV,取阈值: 则可使得一旦暗像元的量化值超过阈值M,DA的一次校正就可以将其校正至0电平。 这样暗像元的电平平均值MLS满足: 在此次实验系统中,使用的是10 bit的DA,△VDA=3.3 V/1 024;AD为12 bit,△VAD=2 V/4 096;可变增益放大器增益AV满足1≤AV≤16。由式(6)可知: 对8位图像,由以上分析可知,当VGA的增益较小时(小于4),通过控制DA完全可以将MLS控制在对图像无任何影响的范围内;当VGA的增益较大时,对MLS的控制能力稍弱,此时可以通过增加DAC的精度(换成12 bit的DAC)或者减小DAC的参考电压来提高性能。 3.2 DAC调整周期的选取 因为FIR滤波器存在延时,本设计的滤波器延时为32个采样时钟周期(即32 ms),所以不能对偏置漂移进行实时校正,否则在达到阈值时图像灰度值会出现剧烈的变化。故校正周期Tr>32 ms。 温度等外界环境一般不会剧烈变动,所以Tr的值可以取得稍大以减小随机噪声的影响。但Tr越大对温漂等的抑制能力就越弱,所以Tr不能太大。综上取Tr=100 ms。 3.3 实验结果分析 本实验使用dalsa公司的高速线阵CCD IL-P3-B,信号处理电路如图1所示。实验条件为:行频1 k Hz,截取系统上电1分钟~2分40秒之内的数据,外界环境为室温(25℃),VGA增益约为1.8倍。 分别在以下三种条件下获取暗像元的量化值和DAC的配置值:(1)不加滤波对偏置漂移校正(如图7);(2)加入FIR低通滤波对偏置漂移进行校正(如图8);(3)加入均值滤波对偏置漂移进行校正(如图9)。 图7、图8和图9中,上方的浅色曲线是暗像元的值(即VFLXD),深色曲线是对VFLXD进行相应滤波处理后的值。可以看到,对图像偏置漂移进行校正后,偏置被很好地控制在10个码值以下。 图7、图8和图9中下方的曲线是FPGA给DAC的配置值(即VIN-)。可以看到,在同一时间内,不加滤波对偏置漂移进行校正时,校正的次数为16次,远远多于FIR低通滤波的1次和均值滤波的2次。而短时间内过多的配置会使得图像出现如图3所示的条纹状现象。 总之,本设计的FIR低通滤波和均值滤波都可以达到预期要求。其中FIR低通滤波器能更好地滤除噪声,使偏置漂移校正更准确;而均值滤波器消耗的FPGA资源更少,也更容易实现。 针对传统CCD相机偏置漂移校正方法的不足,本文提出了一种基于反馈的近实时偏置校正方法,并对此方法进行了实验验证。该方法能够及时对偏置漂移进行校正,保证图像不会出现由漂移产生的条纹状现象。由于引入模块化的设计方案,后期可以通过更换性能更好的器件或者更佳的滤波算法获得更好、更迅速的偏置漂移校正效果。 摘要：为抑制CCD相机信号处理电路中由温度等原因引起的偏置漂移对图像质量造成的影响,提出了一种基于反馈的近实时偏置漂移校正方法。为了获得偏置在整个链路中的变化情况,对整个信号处理链路进行了分析;设计了两种数字低通滤波器,分别对获得的暗像元数据进行滤波;根据工程经验并辅以计算给出校正算法的有关参数;校正图像偏置漂移并对输出的图像进行比较分析。实验结果表明,在可变增益放大器增益为1.8的条件下,使用12 bit精度的模/数转换器时偏置稳定在10个码值以下,基本满足精度高、稳定性好及抗干扰的要求。 关键词：偏置漂移校正,CCD相机,图像处理,低通滤波 参考文献 [1]牟研娜,王鹏,尹娜.CCD信号采样位置选取方法的研究[J].航天返回与遥感,2011,32(1):45-50. 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[5]饶知.基于FPGA的高效FIR滤波器设计与实现.电子元器件应用[J].2011,13(1):6-9. 关键词：偏置大流量高压往复泵,运动分析,等效力矩,等效功率 0引言 目前高压泵以柱塞泵为主,也有采用泵组串联组合,逐级提升压力。常用的往复泵是圆形配置,流量小,对其研究较多。余祖耀[1,2,3]等对水液压柱塞泵进行了深入研究,详细分析了其结构参数、结构形状、材料性能,同时论述了其设计方法。罗小辉等[4]进行了柱塞相位配流海(淡)水泵的动力学仿真研究,以不同时刻压水腔的压力、外泄漏和柱塞运动位置为变化量,分析了作用于柱塞和球头连杆上的力的变化;在建立泵的数学模型基础上,应用动力学分析软件ADAMS对作用于球头连杆的轴向力以及压水腔水压力进行了动态仿真。张永弟[5]对往复式高压水泵使用中应注意的几个问题进行了探讨。张生昌等[6]提出单拐多联往复泵用往复传动机构,建立了新型多联往复机构传动模型,在给出的边界条件下,利用CAE软件ANSYS12.0对机构中简支轴的接触应力进行分析、计算和对比,得到不同部位理论接触应力的大小及变化规律。 本文针对油田注水系统的应用,设计了偏置曲轴式多缸往复泵,以满足大流量、高压力的要求;并分析了多缸曲轴式往复泵的运动及动力特性,从而为设计和研究者提供理论依据。 1运动分析 1.1 泵的设计参数 偏置式多缸高压泵的主运动采用曲柄滑块结构,为实现大流量,在此设计中选择五柱塞,曲轴形成五拐结构。与运动和动力分析相关的参数主要包括:曲柄长度l1=90 mm,决定了滑块往复运动的距离,运动距离越长,流量将越大;连杆长度l2=455 mm,在曲柄确定后,连杆长度与运动特性相关,连杆越长运动特性越好,但是结构尺寸将增大;工作压力16 MPa,此值是根据工作要求确定的,是载荷分析的关键,取决于使用工况;缸径D=80 mm,转速n=300 r/min。单拐机构简图如图1所示。图中φ为曲柄OB与中心线OC的夹角,θ为连杆与水平线夹角的补角,v为滑块的移动速度,ω为旋转角速度,S为单拐中心与滑动的距离。 1.2 位置分析 泵的各缸排列位置如图2所示,各缸等间隔排列,即相间72°。根据单拐的结构简图可知,在图2的排列中,第一缸处于最远工作行程,然后是回程,各缸的工作状态依次类推。系统运动方程为: Si=l1cos(φ+72i)+l2cosθ 。 (1) 根据运动关系,可得: θ=arcsin[-l1sin(φ+72i)/l2] 。 (2) 其中:Si为单拐中心与滑块的距离(i=0,1,2,3,4,对应第一到第五缸,文中以下公式均是如此)。 由此得到各缸滑块的位置线图,如图3所示。 1.3 速度分析 根据位移方程可得各缸滑块的速度分布方程为: undefined。 (3) 连杆角速度ω2为: undefined。 (4) 其中:ω1为曲柄的旋转角速度。 图4为各缸滑块的速度分布规律。 1.4 加速度分析 对式(3)求导可得滑块运动的加速度a为: undefined。 (5) 连杆的角加速度ε2为: undefined。 (6) 各缸滑块的加速度分布规律如图5所示。 2力矩和功率分析 以曲柄为研究对象,在工作中,曲柄的驱动力矩的计算分析主要包括工作阻力的等效、惯性力的等效等。在泵设计分析中,由于工作过程中压力最大为16 MPa,转换为作用于滑块上的力为80 424 N,连杆和滑块的质量很小,可以忽略惯性力和惯性力矩。由此各缸的等效力矩Mi可以简化表示为: undefined。 (7) 其中:Fi为工作阻力。 各缸的等效阻力矩如图6所示,曲柄等效力矩如图7所示。 在求得等效力矩后,当平均转速为300 r/min时,所需的驱动功率如图8所示,根据图8可以选取驱动功率。在多缸系统中,运动相对较平稳,如需进一步提高稳定性,限制运动不均匀性,则需对速度波动进行调节,增加储能飞轮。如在系统中存在类似飞轮的储能结构,在进行功率选取时应考虑储存能量对系统的影响。 3结束语 本文对偏置大流量往复泵进行了运动分析,得到多缸泵运动特性,结果表明缸数越多运动平稳性越好。运用等效原理分析了作用于曲柄上的等效阻力矩,可以作为驱动力和驱动功率的选择依据,也是运动稳定性分析的依据。 参考文献 [1]余祖耀,李壮云,聂松林,等.水液压柱塞泵陶瓷柱塞的可靠性设计[J].机械设计,2003,20(4):12-14. [2]余祖耀,李壮云,杨曙东,等.水液压柱塞泵静压支承设计方法的理论研究[J].机械工程师,2002(12):27-29. [3]余祖耀,李壮云,杨曙东,等.水液压柱塞泵滑靴球铰副存在的问题和改进设计[J].工程设计学报,2002,9(3):116-118. [4]罗小辉,胡军华,朱玉泉.柱塞相位配流海(淡)水泵的动力学仿真研究[J].水电能源科学,2009,27(4):184-186. [5]张永弟.往复式高压水泵使用中要注意的几个问题[J].液压与气动,2001(11):36-37. 关键词：BGR (带隙基准源) ,环路补偿,自偏置,Trimming (修调) 1 介绍 模拟电路中广泛地包含电压基准 (reference voltage) 和电流基准 (current reference) 。在数/模转换器、模/数转换器等电路中, 基准电压的精度直接决定着这些电路的性能。这种基准应该与电源和工艺参数的关系很小, 但是与温度的关系是确定的。在大多数应用中, 所要求的温度关系通常分为与绝对温度成正比 (PTAT) 和与温度无关2种。而目前主流的基准源都是采用后者, 即与温度无关。本设计就是设计一个不受温度影响的输出精度高的基准源。 2 基本原理 由于大多数工艺参数和温度有关, 因此, 和温度无关, 即和工艺无关。利用PN结二极管的基极-发射结正向电压, 具有负温度系数;而不同电流密度下的二个PN结二极管的基极-发射极正向电压之差, 具有正温度系数;将两个具有正温度系数和负温度系数的量加权相加, 则得到量显示零温度系数。输出电压公式为: 3 负温度系数电压的产生 双极晶体管的基极-发射极电压具有负温度系数, 或者说PN结二极管的正向电压具有负温度系数。从文献可得到与温度的关系式: 式中:η为与三极管结构有关的量, 其值大约为4;α为与流过三极管的电流有关的一个量, 当PTAT电流流过三极管时α为1, 当与温度不相关的电流流过三极管时为O;T0为参考温度;VBG为硅的带隙电压。由式 (1) 可以看出VBE是一个具有负温度系数的电压。 4 正温度系数电压的产生 两个三极管工作在不同的电流密度下, 它们的基极-发射极电压的差值与绝对温度成正比。如果两个同样的三极管 (IS1=IS2) , 偏置的集电极电流分别为n I0和I0, 并忽略他们的基极电流, 那么: 式中:△VBE表现出正温度系数, 而且此温度系数是与温度无关的常量。 5 一阶温度补偿带隙基准源 将正、负温度系数的电压加权相加, 就可以得到一个近似与温度无关的基准电压。常见的一阶可调基准源电路如图1所示。 式中:N为Q2与Q1的发射结面积之比, 式 (4) 中第一项具有负的温度系数, 第二项具有正、负温度系数, 合理设计R0与R1的比值和N的值, 就可以得到在某一温度下的零温度系数的一阶基准电压。式 (5) 中方括号内是约为1.25 V的一阶温度无关基准电压, 通过调节R2/R0的比值, 可以得到不同大小的基准电压。 6 电路结构及原理分析 本设计中使用了新的电路结构和新的设计方法, 比如使用了新的启动电路结构, 自偏置电路结构和源极负反馈补偿的方法。图2为本文设计的BGR基本电路图, 包含A启动电路、B运放电路及反馈电路、C带隙核心电路。 其中图2中由PM8, PM9, NM4组成了本设计的启动电路部分;由PM1, PM2, PM5, PM6, NM1, NM2, NM3组成了二级运放电路部分;由PM3, PM7, PM4, Q1, Q2, R1, R2, R3, R4组成带隙核心电路。同时通过PM1, PM2, PM3, PM7组成的镜像, 运放的偏置电流由带隙基准主体电路提供, 将之称为自偏置带隙基准电路。 7 启动电路 在电源上电的过程中, NM4逐渐开启, 使PM9的栅电压为低电压。PM9开启, 将VN拉至电源电压。NM3开启, 产生偏置电流, 使得运放和带隙基准主体开始工作。这是以自偏置的带隙基准为例。 整个带隙基准电路正常工作之后, PM8镜像PM2的电流, 该电流在NM4上产生电压, 当该电压大于电源电压减去PM9的阈值电压时, PM9关闭, 启动电路不再对主体电路产生影响。 当带隙基准电路因为某种情况进入小电流工作的简并状态时, PM8镜像到的电流将减小, 此时NM4上的电压下降, PM9开启, VN点电压上升, NM3开启, 产生偏置电流使得运放和带隙基准主体开始工作。 从本设计中可以看到, 当运放采用带隙基准主体电路提供偏置电流 (自偏置) 的时候, 本项目的启动电路可以同时使得运放和带隙基准主体开始工作, 可加快电路的启动过程。启动电路是否工作是通过镜像工作电流的方式, 相比常用的启动电路方式 (如检测三级管上的电压, 通常是与MOS管阈值电压作比较) 更加简单, 更加可靠。 8 运放 本设计中使用的运放是简单的二级运放结构, 但是同时使用了自偏置的的结构, 如图2中B部分的电路。 当启动电路开启时, 通过VN点使运放NM3的栅极电压增大, 使NM3开通, 然后运放通过PM2形成的自偏置环路开始自启工作。这样设计省去了传统设计中的偏置电流产生电路, 很大程度上减小了电路功耗。 9 带隙核心电路 图2中由PM3, PM7, PM4, Q1, Q2, R1, R2, R3, R4组成带隙核心电路。 当运放稳定后, 通过反馈使其输入电压相等, 使得VB1=VB2=VBE, 此时PM3、PM4、PM7产生镜像比例电流, 流过R1的电流是PTAT电流, 它加到了一个VBE/R3的电流上, 此时通过电流镜像, 使得PM3得到了最终的输出电流, 电阻R4决定了输出电压VBGH。 而在本设计中加入了新的思想, 消除mismatch带来的影响, 如图3本设计中具有源极负反馈补偿方法的带隙基准核心电路。 此电路由PM2、PM3等2个MOS管, 和R1、R2、R3、R4、R5、R6、R7、R8等8个电阻, 以及两个pnp型的BJT:Q1、Q2和一个运放AMP组成。其中PM2、PM3组成的电流镜像电路;R7、R8组成源极反馈电路, R5, R6组成电压补偿电路。 在BGR的设计中, 很多单元对其功能有一定的影响, 其中电流镜的管的匹配影响对电路功能影响很大。 在图3的电路中我们添的R5和R6两个电阻是为了降低Mos管vds的影响, 因为, 如图PM2和PM3组成的电流镜单元, 这两个管子的匹配对电路有很大的影响。当没有R6和R5两个电阻, 那么我们会发现PM2和PM3的VDS相差很大, 因为它们的源极基本上是接到VDD, 而PM2漏极电压在600m V左右, 而PM3的漏极电压稳定在1.2V左右, 所以两个管子的VDS相差很大, 会造成很高的匹配影响, 为了降低其影响, 我们添加了R6和R5两个电阻, 来保证PM2和PM3的VDS接近, 消弱VDS带来的影响。 为了进一步降低VDS和减小电流镜的匹配误差, 我们添加了R8和R9, 这样以R8和R9分别对两路电流镜形成了源极负反馈, 当加入两个电阻时, 随着PM2基极电压增加, 其电流ID也增加, 那么电阻的压降同时增加, 那么其VDS也相对减小。这样就减小了电流镜电流偏差对电路的影响。 同时, 与传统的带隙基准源对比, 我们是以PM2、PM3形成电流镜像, 而传统的本身两个BJT各有一路电流镜像, 我们的结构进一步减小了电流匹配的误差。 1 0 仿真验证 验证整体的电路最终输出是否满设计要求, 同时观察电路最低工作电压及不同条件下的功耗大小, 确定BGR的精度。 由图4可知, 当温度在-40~125℃变化时, 输出基准电压在1.2~1.204 V之间变化, 可得其温度系数为: 通过DC仿真得到, 当电源电压在1.6V-3.3V, 在所有工艺条件影响下包含:MOS, 电阻, 电容, BJT。输出基准电压在1.19V~1.22V之间变化, 常温下为1.2V, 变化范围仅为30m V, 精度为±2%之内, 达到了很高的精度。同时功耗仅为20u A, 比同类IP功耗大大减小。 1 1 结论与展望CCD信号处理电路偏置漂移校正 篇3
偏置式多缸高压泵的动力性能分析 篇4
高压偏置电路 篇5