电机控制策略

2024-05-03

电机控制策略（精选十篇）

电机控制策略篇1

感应电机由于其简单可靠、成本低廉,在工业中获得了广泛应用。但感应电机的物理结构决定了它具有多变量、非线性、强耦合的性质,其控制较为复杂。随着电力电子技术、控制技术和控制理论的发展,各种通用的和高性能的交流控制策略相继诞生并日趋成熟。

纵观感应电机控制策略的发展,先后出现各种各样的方式方法,其中具有代表性的有:转速开环恒压频比控制、磁场定向矢量控制、直接转矩控制、反馈线性化控制、滑模变结构控制与智能控制等。这些策略各有优缺点,在实际应用中必须根据具体要求适当选择。

2 恒压频比控制

交流传动系统最简单的控制方式是开环恒压频比控制。异步电动机的同步转速由电源频率和电机极对数决定,在改变频率时,电机的同步转速随着改变。当电机带负载运行时,电机转子转速略低于电机的同步转速,即存在滑差,滑差的大小与电机负载大小有关。保持V/f恒定控制是在控制电动机的电源频率变化的同时控制变频器的输出电压,并使二者之比V/f为恒定,从而使电动机的磁通基本保持恒定。

当电动机电源频率变化时,若电动机端电压不随着改变,电动机的磁通就会出现饱和或欠励磁。磁通饱和后电动机中将流过很大的励磁电流;而当电机出现欠励磁时,将会影响电动机的输出转矩。显然,若在电动机变频控制时,能保持E/f为恒定,可以维持磁通恒定。

在电动机额定运行情况下,电动机定子电阻和漏电抗的压降较小,电动机的端电压和电动机的感应电动势近似相等。但是在低频时,定子电阻压降所占比重增大,电动机的电压和电动势近似相等的条件已不满足,电动机的转矩会有所下降。低速性能较差是V/f控制存在的主要问题。

除了定子漏阻抗的影响外,变频器桥臂上下开关元件的互锁时间是影响电动机低速性能的重要原因。由于死区时间的存在,变频器的输出电压将比控制电压降低。死区时间造成的电压降还会引起转矩脉动,在一定条件下将会引起转速电流的振荡,严重时变频器不能运行。

可以采用补偿端电压的方法,即在低速时适当提升电压V,以补偿定子电阻压降和开关死区时间的影响。

交流电机变频变压控制是基于稳态电机模型的控制策略,通过调整输入电压基波的幅值和频率控制感应电机稳态转速。电机按其自身的自然特性变速运行,一般调速的进程比较慢。这种控制方法虽然简单,但是因为完全不考虑暂态过程,无法精确控制转矩和磁通,存在转矩脉动、高次谐波、无功功率增大等问题,系统的稳定性、起动及低速时的转矩动态响应与用瞬时值控制的直流调速相比要差一些。

3 磁场定向矢量控制[1,3,4]

1971年德国学者Blaschke提出了矢量控制理论,对交流电机控制技术的研究具有划时代的意义。其基本原理为:以转子磁链这一旋转空间矢量为参考坐标,将定子电流分解为相互正交的两个分量,一个与磁链同方向,代表定子电流励磁分量;另一个与磁链方向正交,代表定子电流转矩分量。然后分别对其进行独立控制,获得像直流电机一样良好的动态特性,实现了转矩、转子磁链和电流的连续控制。

磁场定向矢量控制相对于标量控制的优点是:(1)实现了转矩和磁通的解耦控制,使得其动态性能近似于直流电机的调速性能;(2)在宽广的调速领域中能保持磁通的恒定,其调速范围一般可达l:l00以上;(3)即使有大转矩的暂态过程,电流也不会过大;(4)可在电动状态、反制动状态以及磁弱状态进行高效的转矩控制。

磁场定向矢量控制的缺点:(1)尽管矢量控制方法从理论上可以使异步电机传动系统的动态特性得到显著改善,但太理论化,实现时要进行复杂的坐标变换,并需准确观测转子磁链,而且对电机的参数依赖性很大,难以保证完全解耦,使转矩的控制效果不明显;(2)从电机本身看,其参数具有一定时变性,特别是转子时间常数,它随温度和励磁电感的饱和而变化,矢量控制系统对参数变化的敏感性使得实际控制效果难以达到理论分析的结果。即使电机参数与转子磁链被精确知道,也只有稳态的情况下才能实现解耦,弱磁时耦合仍然存在;(3)矢量控制理论首先是认为电机中只有基波正序磁势,这和实际差别不小,所以一味追求精确解耦并不一定能得到满意的结果;(4)采用普通PI调节器的矢量控制系统,其性能受参数变化及各种不确定性影响严重,即使在参数匹配良好的条件下能取得好的性能,一旦系统参数发生变化或受到不确定性因素的影响,则导致性能变差。对磁场定向矢量控制系统进一步的研究方向是克服其对电机参数(如转子电阻)的依赖,提高系统的鲁棒性。

4 直接转矩控制[1,4,5]

1985年德国学者Depenbrock提出了直接转矩控制理论。不同于矢量控制技术,异步电机直接转矩控制方法采用定子磁链作为被控量,对磁链和转矩进行离散的砰一砰控制。无需将交流电动机与直流电动机作比较、等效、转化,不需要模仿直流电动机的控制,也不需要为解耦而简化交流电动机的数学模型。直接转矩控制磁场定向所用的是定子磁链,只要知道定子电阻就可以把它观测出来;而矢量控制磁场定向所用的是转子磁链,观测转子磁链需要知道电动机转子电阻和电感。由于直接转矩控制无需旋转变换和电流控制,也不需要检测转子磁链矢量的空间位置和幅值,只采用定子电阻一项参数,因此,具有结构简单、转矩响应快,鲁棒性好的特点。大大减少了矢量控制技术中控制性能易受参数变化影响的问题,很大程度上克服了矢量控制的缺点。

在直接转矩控制中,对磁链轨迹的控制设定有两种模式:一个是正六边形模式,一个是近似圆形模式。采用正六边形磁链控制方案,在每六分之一周期仅使用一种非零电压矢量,这相当于六阶梯形波逆变器供电的情况(无零矢量作用时),转矩脉动、噪声都比较大。尽管具有控制简单、逆变器开关频率低等特点,但在性能要求较高的伺服驱动中还很少采用,主要用于大功率传输系统。采用近似圆磁链的控制方案,则比较接近理想情况,电机损耗、转矩脉动及噪声均很小,主要应用于中小功率高性能调速领域。

直接转矩控制的研究虽已取得了很大进展,但是它在理论和实践上还不够成熟,磁链观测模型在低速时精度差,砰砰控制必然引起转矩的脉动。因此,如何提高系统的调速范围和稳态性能是直接转矩控制系统需要进一步研究和解决的问题。

5 反馈线性化控制[1]

上述几种控制策略都已经得到应用,然而这些控制方法都只是从物理关系上构成转矩与磁链的近似解耦控制,没有或较少应用控制理论。从本质上看,交流电机是一个非线性多变量系统,应用非线性控制理论研究其控制策略,更能揭示问题的本质。异步电动机的非线性控制是通过非线性状态反馈和非线性变换,实现系统的动态解耦和全局线性化,将非线性、多变量、强耦合的异步电动机系统分解为两个独立的线性单变量系统。其中,转子磁链子系统由两阶惯性环节组成;转速子系统由一个积分环节和一个惯性环节组成。两个子系统的调节器按线性控制理论分别设计,以使系统达到预期的性能指标。

近年来,反馈线性化解耦方法得到了广泛深入的研究。如采用非线性多输入多输出反馈线性化解耦方法实现转子磁链与转速的解耦,但要用复杂的微分几何方法求解,同时有零动态和奇点问题;引入非线性状态变换和反馈,实现了定子磁链和转矩解耦控制,但是该方法理论推导繁琐,算法实用性不强。非线性系统反馈线性化理论是采用坐标变换及状态或输出反馈矫正非线性系统的动力学特性,如果单纯地对线性化了的系统进行鲁棒控制器设计,并不一定能得到满意的效果。另一方面,非线性系统反馈线性化的基础是已知参数的电动机模型和系统动态的精确测量或观测。然而,电动机在运行过程中参数会发生变化,比如转子发热而导致转子电阻参数变化,而且磁链观测的准确性很难保证,这些都不可避免地影响系统的鲁棒性,甚至会使系统性能恶化,因而至今尚未形成能够取代已有控制系统的实用新型系统。

6 滑模变结构控制[3,4,5]

交流电动机矢量控制系统的性能指标主要通过速度控制反映出来。除了要求速度控制具有精度高、响应快、调速范围宽以外,还要求速度控制对负载扰动和系统参数变化具有较强的鲁棒性。由于交流感应电动机矢量控制系统的运行工况是不断变化的,交流感应电机本身又是一个多变量、非线性、强耦合的控制对象。这种基于经典控制理论的控制器,在参数匹配良好的情况下可获得较好的性能,但系统参数一旦发生变化,或者负载转矩出现扰动,将导致控制性能下降。且因系统极点不能任意配置,动态响应和抗扰能力得不到很好的兼顾。滑模变结构控制是解决上述问题的一个有效方法。

滑模变结构控制是变结构控制系统的一种控制策略,它与常规控制的根本区别在于控制的不连续性,即一种使系统“结构”随时变化的开关特性。其主要特点是根据被调量的偏差及其导数,有目的地使系统沿设计好的“滑动模态”轨迹运动。这种滑动模态是可以设计的,且与系统的参数及扰动无关,因而使系统具有很强的鲁棒性和快速的动态响应等。另外,滑模变结构控制不需要任何在线辨识,所以很容易实现。

但是滑模变结构控制本质上的不连续开关特性使系统存在“抖振”问题,主要原因是:(1)对于实际的滑模变结构控制系统,其控制力总是受到限制的,从而使系统的加速度有限;(2)系统的惯性、切换开关的时间空间滞后以及状态检测的误差,特别对于计算机的采样系统,当采样时间较大时,形成“准滑模”等。因此,在实际系统中抖振必定存在,且无法消除它,这就限制了它的应用。

7 智能控制[2]

伴随和推进矢量控制、直接转矩控制和无传感器控制技术进一步向前发展的是人工智能控制。智能控制引入交流传动控制是由于它能摆脱对控制对象模型的依赖,能够在处理不精确性和不确定性的问题中获得可处理性、鲁棒性。首先,它突破了传统控制理论中必须基于数学模型的框架,不依赖或不完全依赖于控制对象的数学模型,只按实际效果进行控制。其次,智能控制器也具有非线性特性。利用计算机控制的便利,可以根据当前状态切换控制器的结构,用变结构的方法改善系统的性能。在复杂系统中,智能控制还具有分层信息处理和决策的功能。模糊逻辑和神经网络是该学科发展和研究的关键技术。

模糊控制是根据人工控制规则组织控制规则决策表,采用人类思维中模糊量、控制量,由模糊推理导出。早期的模糊控制器只是以取代传统PID控制器为目的,由于没有积分作用,在传动系统有负载扰动时会出现静差。而增加了积分效应的模糊控制器,虽相当于变系数PID调节器,可以实现无静差控制,但是系统的动态响应轨迹不能被定量地控制,只能得到模糊控制特性等。因此,只有与其它控制方法相结合,模糊控制系统才能取得优良性能,如采用模型参考自适应控制技术,模糊在线调节感应电机的转差增益,使系统具有高性能特性。将模糊滑模控制器用于感应电机的位置控制,使得系统性能大大优于传统的模糊控制和滑模控制等。

神经网络控制是人脑神经系统的某种简化抽象和模拟,由大量简单的神经元互相连接形成的高度复杂的非线性系网络系统,具有逼近任意非线性函数的功能、高容错性、多输入输出特性,易用于多变量系统的控制。神经网络控制在交流传动中的应用主要有以下几个方面:(1)代替传统的PID控制;(2)将神经网络用于电机参数的在线辨识、跟踪,并对磁通及转速控制器进行自适应调整;(3)感应电机矢量控制需要知道转子磁通的瞬时幅度与位置,无速度传感器矢量控制还需知道转速,神经网络被用来精确估计转子磁通幅值、位置及转速;(4)结合模型参考自适应控制,将神经网络控制器用作自适应速度控制器。

虽然将智能控制用于交流传动系统的研究已取得了一些成果,但是有许多问题尚待解决,如智能控制器主要凭经验设计,对系统性能(如稳定性和鲁棒性)缺少客观的理论预见性。另外,交流传动智能控制系统非常复杂,计算量大,对硬件的条件要求高,它的实现也依赖于控制用电力电子器件的发展。

8 结束语

电力电子技术、控制技术和控制理论的发展给电机控制行业带来新的发展机遇。目前广泛应用的还是转速开环恒压频比控制。磁场定向矢量控制正在得到重视,发展迅速。随着人工智能技术的发展,智能控制将会是感应电机控制策略的发展与运用方向。

摘要：介绍了感应电机控制策略的发展,对转速开环恒压频比控制、磁场定向矢量控制、直接转矩控制、反馈线性化控制、滑模变结构控制与智能控制等控制策略进行了理论与实际运用的探讨,并分析了各种控制策略的优缺点,提出控制策略的发展方向。

关键词：感应电机,矢量,转矩,控制策略

参考文献

[1]王成元等.电机现代控制技术[M].北京:机械工业出版社,2006.

[2]李士勇.模糊控制、神经控制和智能控制论[M].哈尔滨:哈尔滨工业大学出版社,2006.

[3]谭燕娃等.现代交流电机控制的现状与展望[J].大电机技术,2003,(2).

[4]张凌云等.先进控制理论及策略在电机控制中的应用[J].电机技术,2007.

电机控制论文. 篇2

目前几种比较常见的直接转矩控制策略中，对于中小容量而言，控制方案重点在于进行转矩、磁链无差拍控制和提高载波频率。对大容量来说，其区别在于低速时采用了间接转矩控制，从而达到低速时降低转矩脉动的目的。

直接转矩控制技术概述

相对于直流电机在结构简单、维护容易、对环境要求低以及节能和提高生产力等方面具有足够的优势，使得交流调速已经广泛运用于工农业生产、交通运输、国防以及日常生活之中。随着电力电子技术、微电子技术、控制理论的高速发展，交流调速技术也得到了长足的发展。目前在高性能的交流调速领域主要有矢量控制和直接转矩控制两种。1968年Darmstader工科大学的Hasse博士初步提出了磁场定向控制(Field Orientation)理论，之后在1971年由西门子公司的F.Blaschke对此理论进行了总结和实现，并以专利的形式发表，逐步完善并形成了现在的各种矢量控制方法。特点

对于直接转矩控制来说，一般文献认为它由德国鲁尔大学的M.Depenbrock教授和日本的I.Takahashi于1985年首先分别提出的。对于磁链圆形的直接转矩控制来说，其基本思想是在准确观测定子磁链的空间位置和大小并保持其幅值基本恒定以及准确计算负载转矩的条件下，通过控制电机的瞬时输入电压来控制电机定子磁链的瞬时旋转速度，来改变它对转子的瞬时转差率，达到直接控制电机输出的目的。在控制思想上与矢量控制不同的是直接转矩控制通过直接控制转矩和磁链来间接控制电流，不需要复杂的坐标变换，因此具有结构简单、转矩响应快以及对参数鲁棒性好等优点。控制

事实上，1977年A·B·Plunkett曾经在IEEE的工业应用期刊上提出了类似于目前直接转矩控制的结构和思想的直接磁链和转矩调节方法，在这种方法中，转矩给定与反馈之差通过PI调节得到滑差频率，此滑差频率加上电机转子机械速度得到逆变器应该输出的电压定子频率；定子磁链给定与反馈之差通过积分运算得到一个电压与频率之比的量，并使之与定子频率相乘得到逆变器应该输出的电压，最后通过SPWM方法对电机进行控制。

发电机非常容易地将电动机轴上的飞轮惯量反馈给电网，这样，一方面可得到平滑的制动特性，另一方面又可减少能量的损耗，提高效率。但发电机、电动

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机调速系统的主要缺点是需要增加两台与调速电动机相当的旋转电机和一些辅助励磁设备，因而体积大，维修困难等。

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洗衣机，出，根据电磁力定律，载流导体ab和cd收到电磁力的作用，其方向可由左手定则判定，两段导体受到的力形成了一个转矩，使得转子逆时针转动。如果转子转到如上图（b）所示的位置，电刷 A 和换向片2接触，电刷 B 和换向片1接触，直流电流从电刷 A 流入，在线圈中的流动方向是dcba，从电刷 B 流出。

此时载流导体ab和cd受到电磁力的作用方向同样可由左手定则判定，它们产生的转矩仍然使得转子逆时针转动。这就是直流电动机的工作原理。外加的电源是直流的，但由于电刷和换向片的作用，在线圈中流过的电流是交流的，其产生的转矩的方向却是不变的。[4]

实用中的直流电动机转子上的绕组也不是由一个线圈构成，同样是由多个线圈连接而成，以减少电动机电磁转矩的波动，绕组形式同发电机。

2.3直流电机的调速原理

众所周知，直流电机转速n的表达式为:

nUIR(22)

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Jd(24)式中Ke-反电动势常数.电磁转矩为:

Te=KT *Ia(2-5)式中KT-磁转矩常数。[2]

动态工作特性是指实际的动作与相应的动作命令之间的响应关系。将式(2-2)、式(2-3)、式(2-4)和式(2-5)作拉氏变换，得到如下函数:

Ua(s)=RaIa(s)+ LaSIa(s)+ Ea(s)

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图5.5主控电路图

5.3隔离单元模块

为了防止电机驱动单元对数字控制单元的干扰，必须在两者之间加隔离电路来防止干扰的产生。避免LMD18200的驱动电路对控制信号的干扰，对于LMD18200的引脚3(转向输入)、引脚5(PWM输入)与LM629的PWMS、PWMM引脚之间通过光电耦合器6N137连接。

(l)光电耦合器的选型

LM629的PWMM脚输出的调制信号如图5.6所示，如果LM629接6MHz晶振，其最小输出占空比（1/128）时的接通时间为: 4/fCLK=4/6*106s=0.67us 因此应选择高速光耦。

而N6137的工作频率可达到10MHZ，即它可用在开关周期为: l/l07s=0.1us 因此光耦可选6N137。

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KP=(input[0][0][e*10]*KP_memf[4]+((input[0][1][e*10]>input[1][0][ec*10])?input[1][0][ec*10]:input[0][1][e*10])*KP_memf[3]+((input[0][1][e*10]>input[1][1][ec*10])?input[1][1][ec*10]:input[0][1][e*10])*KP_memf[2]+((input[0][1][e*10]>input[1][2][ec*10])?input[1][2][ec*10]:input[0][1][e*10])*KP_memf[1]+input[0][2][e*10]*KP_memf[0])/(input[0][0][e*10]+((input[0][1][e*10]>input[1][0][ec*10])?input[1][0][ec*10]:input[0][1][e*10])+((input[0][1][e*10]>input[1][1][ec*10])?input[1][1][ec*10]:input[0][1][e*10])+((input[0][1][ e*10]>input[1][2][ec*10])?input[1][2][ec*10]:input[0][1][e*10])+input [0] [2] [e*10]);这样编写程序的好处就是略去模糊推理的判断转移程序，例如在某个时刻的误差e对应为9.8，误差变化率为8那么对于误差隶属度函数input[0][0][98]的取值必为0,input[0][1][98]同样为0，只有input [0] [2] [98]的取值为0xFF；误差变化率隶属度函数值input [1] [0] [98]为0, input[1] [1] [98]为0, input[1] [2] [98]为0xFF，因此上式的会等价成：

KP=(0+0+0+0+255*40)/255 所以计算量不大并且省略掉了条件转移相关程序。[24] 模糊控制流程图如图6.7所示。

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开始采样两次速度求误差

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LM629控制程序的编写、模糊控制程序的编写、通讯程序的编写及调试。实验平台的自行设计，在调速系统软件设计中利用PID参数的模糊在线自整定，使其整定精度大于离线整定精度。

但到目前为止论文还有需待完善的地方：模糊规则的提取和选择是一个复杂的过程，往往难免掺杂着一些主观思维，在调试过程中难免要根据具体情况进行调整，这使得调试过程变得复杂和设计周期时间延长；本系统是采用模糊自整定PID参数控制技术，对于PID参数的常规整定也带有很多主观思维。在实际工作情况下对象模型和工作环境经常是差异很大的。

通过对本课题的研究我有以下几个方面的收获：

（1）学习与掌握了单片机的基本原理及其各种应用，对它的各种硬件接口与软件设计方法有较深入的认识。

（2）对自动控制系统的动、静态性能及其控制有了一定的认识。

（3）在调速系统上位机的开发中用到Visual Basic，因此对VB编程有了更深刻的理解和更熟练的应用。

（4）本设计重点在于应用，因此在设计过程中使自己的动手能力得到锻炼，同时提高了解决实际问题的能力。

7.2研究展望

直流调速系统的控制方案层出不穷，并且控制效果也越来越好，有关模糊控制在直流调速中的应用还有以下方案值得研究：

(1)自适应模糊控制方法在直流传动控制系统中应用的实用化研究。目前最具有工程应用前景、最能体现模糊控制优势的，是能够在线进行模糊模型辩识、在线根据模型变化进行控制规则和参数自调整的模糊控制算法，而如果能把这种辩识和控制算法简化到可在单片机内实现，则模糊控制和智能控制的应用将会跨上一个新台阶。

(2)基于模糊神经网络控制等自适应方法的研究。神经网络和模糊控制的结合是智能控制的一个重要发展方向，但目前将其应用于直流传动控制系统的研究还不多。其中一个重要的原因是模糊神经网络控制方法复杂，计算量大，速度慢，实时性差且结构和机理尚未完全揭示，而直流传动控制系统又对实时性和控制精度要求很高。但随着模糊神经网络理论的完善，以及模糊芯片和神经网络芯片的

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日趋成熟，这将成为直流传动系统控制的重要手段。

T.G.Habetler的空间矢量调制方法

把无差拍方法应用于直接转矩控制首先是由美国人T.G.Habetler提出来的。这种方法的主要思想是在本次采样周期得到转矩的给定值与反馈值之差。

空间电压矢量的幅值和相位是任意的，可以通过相邻的两个基本的电压矢量合成而得。利用计算出来的空间电压矢量可以达到转矩和磁链无差拍的目的。

利用Habetler的无差拍方法，从理论上可以完全使磁链和转矩误差为零，从而消除转矩脉动，可以弥补传统DTC的Bang-Bang控制的不足，使电机可以运行于极低速下。另外，通过无差拍控制得到的空间电压矢量可以使开关频率相对于单一矢量大幅提高并且使之固定，这对于减少电压谐波和电机噪声是很有帮助的。

但是，空间电压矢量作用时间可能会大于采样周期，这说明不能同时满足磁链和转矩无差拍控制。因此作者提出了三个步骤，首先是否转矩满足无差拍，如果不满足再看是否磁链满足无差拍，如果还不满足就按照原有直接转矩控制矢量表来选取下一周期的单一电压矢量。因此按照Habetler的无差拍方法最大的计算量有四个步骤，这将耗费很大的计算资源，不易实现，另外在整个计算过程中对电机参数的依赖性比较大，这将降低控制的鲁棒性。转矩或磁链的预测控制方法

在T·G·Habetler的无差拍的直接转矩控制方法中，由于计算量很大而不易实现，因此出现了一系列的简化的无差拍直接转

交流电机-韩国SPG交流电机全系列

矩控制，比较典型的是转矩跟踪预测方法。在这种方法中，分析了低速转矩脉动的情况，得出转矩脉动锯齿不对称的结论。

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非零电压矢量和零电压矢量对转矩变化的作用是不同的，前者可以使转矩上升或下降，而后者总是使转矩下降。另外，在不同的速度范围内二者对转矩作用产生的变化率也在变化。在转矩预测控制方法中，电压矢量在空间的位置是固定不变的，合成在两个单一电压矢量的中间，但是电压矢量不是作用整个采样周期，而是有一定的占空比，在一个采样周期中可以分为非零电压矢量和零电压矢量。如果使下一采样周期非零电压矢量和零电压矢量共同作用产生的转矩变化等于本周期计算出来的转矩误差。

将消除转矩误差，达到转矩无差拍控制的目的。即使出现计算出来的电压矢量作用时间超出采样周期，也可以用满电压矢量来代替，因此是非常易于实现的，从实验结果来看，转矩脉动的锯齿基本上对称，说明转矩的脉动已经大为减少。上法认为磁链被准确控制或变化缓慢，而没有考虑磁链的无差拍控制，在文献中对磁链也进行了预测控制。预测控制

在这种方法中，通过磁链的空间矢量和电压矢量关系可近似得到：

其中ΔΨS是在电压矢量作用下的磁链幅值改变量，θVΨ是二者的空间角度。设

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制，所需的电机参数只有定子电阻和电感，对电机参数变化的鲁棒性比较好，从实验结果来看，系统的动态响应性能是比较好的。但是在这种方法中，需要检测电机的相电压，这增加的系统硬件的复杂性，另外，计算量也比较大。

基于几何图形的无差拍控制

在文献中，对定子磁链方程、转子磁链方程以及由定、转子磁链表达的转矩方程进行离散化，之后把前两个方程带入到转矩方程中去。通过离散的转矩方程分析可以知道施加电压矢量可以使转矩误差为零，转矩变化到平面上的一条直线上，这条直线与转子磁链矢量方向平行。采取同样的方法可以分析知道施加电压矢量可以使磁链误差为零，磁链变化到平面上的一个园上，这个园与与磁链园同心。于是利用直线和园的交点就可以得到使转矩和磁链无差拍控制的电压矢量，当然这个电压矢量受到逆变器所能输出的电压大小的限制。

把几何图形引入到无差拍的控制中来是一个比较好的思路，可以得到最优的无差拍控制的电压矢量，同时也有助于理论上的分析。但是就如何把图形方式和数字化控制结合起来从实现方式上来说还是存在有一定的难度。

离散空间矢量调制(DSVM)方法

无差拍的直接转矩控制从理论上可以最大化地消除转矩和磁链的的误差，克服了Bang-Bang控制不精确性的弱点，但是需要比较大的计算量，并且这些计算都是与电机参数有关，容易引起计算上的误差。因此在文献中提出了既不需要多少计算，又能提高转矩和磁链控制精度的离散空间矢量调制方法。

在离散空间矢量调制方法中，通过对两电平逆变器输出的六个基本电压矢量中的相邻电压矢量和零电压矢量进行有规律的合成，如图3是使用相邻的单一矢量2和单一矢量3以及零电压矢量合成出来的空间电压矢量。从图3中可以看出其合成方法是把整个采样周期平均分为3段，每一段由非零电压矢量或零电压矢量组成，如空间电压矢量23Z是由矢量2和矢量3以及零电压矢量各作用1/3采样周期，可以采用5段式或7段式方式合成(文中没说明)，利用这种有规律的合成方法一共可以合成出10个电压矢量。

细化的电压矢量可以对转矩和磁链进行更精确的控制，文献中对磁链使用了传统的2级滞环Bang-Bang控制，而考虑到转

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交流电机-韩国SPG小型电机感应电机系列

矩需要动态响应快，对其划分了5级滞环Bang-Bang控制，如图4所示，不同的误差带内使用不同的电压矢量表。另外，作者通过推导得到电压矢量对转矩变化的影响式子如下所示：

从式(10)中可以看出同一电压矢量在低速和高速对转矩变化的影响是不同的。因此，在不同的速度范围使用了不同的电压矢量，如图3所示。从另一方面看，低速使用幅值小的电压矢量以及高速使用幅值大的电压矢量也是符合V/f=C这一规律的。传统的直接转矩控制在低速时连续使用较多的零电压矢量使开关频率很低，转矩脉动大。而按照离散空间矢量调制的方法由于低速使用幅值小的电压矢量，因此连续使用的零电压矢量少，开关频率高，转矩脉动小。另外，由于高速时的电压矢量比较多，可以划分12个扇区，使用两个电压矢量表，这样可以进行更精确的控制。

从以上分析可以看出，离散的空间矢量调制方法易于实现，不需要有无差拍控制那样多的计算，保持了传统Bang-Bang控制的优点，因此鲁棒性好，但相对于传统的直接转矩控制又可以提高转矩和磁链控制精度，减小低速转矩脉动。但是控制精度越提高，矢量划分就越细，电压矢量控制表就越多越大，这将增加控制的复杂性。因此，如果能让离散的空间矢量调制与无差拍控制结合起来，将会有助于克服这个缺点。由PI调节器输出空间电压矢量的方法

在直接转矩控制中，如果能获得任意相位的空间电压矢量，将有助于减小低速下的转矩脉动，达到矢量控制在低速下的稳态性能。

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显然这个空间电压矢量在空间位置上的相位是任意的。从结构上看基于PI调节的直接转矩控制相似于定子磁链定向的矢量控制，但二者是有区别的，定子磁链定向的矢量控制基于同步旋转坐标系，定向于定子磁链d轴，q轴磁链为零，另外在d轴方向还要对磁链和和q轴方向上的电流进行解耦，而这些对于基于PI调节的直接转矩控制不需要，其中只需要使转矩输出和定子磁链反馈通过PI调节方法来跟随上给定即可，因此从实现上是比较简单的，同时鲁棒性也比较好，并且相对于传统的直接转矩控制可以提高开关频率，减小了低速下的转矩脉动，但是在这种方法当中需要选取合适的PI参数，否则会影响控制系统的动、静态性能。除了以上这种PI调节的直接转矩控制外，在文献中还在A·B·Plunkeet的直接转矩和磁链调节法的基础上做了进一步的研究，使用空间电压矢量的方式输出，此处不详细叙述。

注入高频抖动提高开关频率

在前面的各种直接转矩控制策略中都谈到提高低速下的开关频率可以降低转矩脉动，同时也可以降低噪声。在文献中，提出了一种在传统的直接转矩控制基础上注入高频抖动的方法提高开关频率，其中作者用图表的方式显示了开关频率随转矩和磁链滞环宽度的减小而提高，但是这种提高是有限的，一个最主要的原因是磁链和转矩控制上的延迟，滞后越大开关频率就越低。例如从仿真来看10μs延迟有14kHz的开关频率，但当有20μs的延迟时只有8kHz的开关频率。文献中提出的提高开关频率方法是在转矩和磁链滞环内叠加上高频的三角波，其幅值与滞环宽度相当。

当反馈值大于三角波时电压矢量减小，当反馈值小于三角波时电压矢量增大，因此，即使控制上有延迟，但随着三角波频率的增大，开关频率

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参考文献

[1] 国家机械工业委员会.电机原理[M].北京：机械工业出版社，1988.9 [2] 胡双,马志云.永磁无刷直流电机系统建模研究[J].电工技术杂志, 2003.8:17～21 [3] 西巴依洛夫，洛奥斯，刘锐乡.电机的数学摸拟[M].北京：机械工业出版社，1985 [4] 施佩特，许实章，陶醒世.电机：运行理论导论[M].北京：机械工业出版社，1983.3 [5] 李士勇.模糊控制·神经控制和智能控制论[M].哈尔滨：哈尔滨工业大学出版社，1998.9 [6] 罗海福, 毛义梅.模糊PID控制器的设计与仿真[J].自动化与仪器仪表, 2001.3:3～6 [7] 陈梅,杨琳琳,许正荣.直流电机的模糊PID控制[J].自动化技术与应用,2008.2:14～15 [8] 何平，王鸿绪.模糊控制器的设计及应用[M].北京：科学出版社，1997.1 [9] 佟绍成，王涛，王艳平.模糊控制系统的设计及稳定性分析[M].北京：科学出版社，2004.4 [10] 汤兵勇，路林吉，王文杰.模糊控制理论与应用技术[M].北京：清华大学出版社，2002.9 [11] 王晓明.电动机的单片机控制[M].北京：北京航空航天大学出版社，2002.5 [12] 倪忠远.直流调速系统[M].北京：机械工业出版社，1996.9 [13] 俞静涛.直流调速传动：整流和调节技术的实际应用[M].北京：煤炭工业出版社，1980 [14] 拉希德，陈建业，杨德刚.电力电子技术手册[M].北京：机械工业出版社，2004.6 [15] 王少平，田庆安，昌现兰.PWM控制与驱动器使用指南及应用电路：单端控制与驱动器部分[M].西安：西安电子科技大学出版社，2004.6 [16] 张崇巍，张兴.PWM整流器及其控制[M].北京：机械工业出版社，2003.10 [17] 王兆安，黄俊.电力电子技术[M].北京：机械工业出版社，2002.1 [18] 李序葆，赵永健.电力电子器件及其应用[M].北京：机械工业出版社，1996.12 [19] 何希才，尤克.最新功率半导体器件应用技术[M].北京：机械工业出版社，1995.3 [20] 曲维本.光电耦合器的原理及其在电子线路中的应用[M].北京：国防工业出版社 [21] 叶盛祥.光电位移精密测量技术[M].乌鲁木齐：新疆人民卫生出版社，2003.6 [22] 谢宋和，甘勇.单片机模糊控制系统设计与应用实例[M].北京：电子工业出版社,1999 [23] 孙育才.ATMEL新型AT89S52系列单片机及其应用[M].北京：清华大学出版社，2005.1

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[24] 马忠梅.单片机的C语言应用程序设计[M].北京：北京航空航天大学出版社，1997 [25] 付家才，杨庆江，赵金宪.单片机控制工程实践技术[M].北京：化学工业出版社，2004.5 [26] 徐爱钧，彭秀华.Keil Cx51 V7.0单片机高级语言编程与μVision2应用实践[M].北京：电子工业出版社，2004 [27] 邵贝贝.单片机嵌入式应用的在线开发方法[M].北京：清华大学出版社,2004 [28] Zadeh.L.A.，Ruan.D.，Huang,Chongfu.Fuzzy sets and fuzzy information．Granulation theory[M].北京：北京师范大学出版社，2000.5 [29] K.M.Passino，S.Yurkovich.Fuzzy Control[M].北京：清华大学出版社，2001.11 [30] Reston.Control system engineering[M].Virginia：Reston Publishing Company,1984 [31] Electro-Craft Corrporation.DC Motors Speed Controls Servo Systems：An Engineering Handbook [M].Oxford：Pergamon press，1977

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谢辞

本文是在李军红老师的悉心指导下完成的。在从大二以来的两年时间里，李老师给我提供了良好的实验条件和动手的机会，并在学习和生活上给予充分的指导和帮助，对我在学习生活中取得的成绩给予充分的肯定。在和李老师讨论问题的过程中，他严谨、求实的治学态度、对科学持之以恒的钻研精神和正直、宽厚的为人之道对我产生了非常深刻的影响。在此我向他表示最诚挚的敬意和深深的感谢。另外我在进行论文工作期间，得到了自动化教研室许多老师的指导，在此向同样他们表示诚挚的谢意。

感谢已毕业的师兄曾力对我的关心和帮助，他在多年来一直在教我如何面对学习和生活。同时感谢朱哲、雷波等同学在论文撰写过程中给予的关心与支持。没有他们的帮助要想完成此论文是不可能的。

最后感谢我的家人多年来对我的理解、支持与鼓励，并把此文献给他们。

曾广玺

2008年5月于南华大学

关于电机的控制技术分析篇3

关键词：电动机工作原理维护技术分析

1电动机工作原理

目前较常用的主要是交流电动机，它可分为两种：①三相异步电动机。②单相交流电动机。第一种多用在工业上，而第二种多用在民用电器上。

三相异步电动机转动的基本工作原理是：①三相对称绕组中通人三相对称电流产生圆形旋转磁场。②转子导体切割旋转磁场感应电动势和电流；③转子载流导体在磁场中受到电磁力的作用，从而形成电磁转距，驱使电动机转子转动。

2电动机的运行维护

2.1电动机启动前的准备为了保证电动机正常安全地启动，一般启动前应作好下述准备：①检查电源是否有电，电压是否正常，若电源电压过高或过低，都不宜启动。②启动器是否正常，如零部件有无损坏，使用是否灵活，触头接触是否良好，接线是否正确、牢固等。③熔丝规格大小是否合适，安装是否牢固，有无熔断或损伤。④电动机接线板上接头有无松动或氧化。⑤检查传动装置，如皮带轻紧是否合适，连接是否牢固，联轴器的螺丝、销子是否紧固等。⑥传动电动机转子和负载机械的转轴，看其转动是否灵活。⑦检查电动机及启动电器外壳是否接地，接地线有无断路，接地螺丝是否松动、脱落等。⑧搬开电动机周围的杂物并清除机座表面灰尘、油垢等。⑨检查负载机械是否妥善地作好了启动准备。⑩对正常运行中的绕线式电动机，应经常观察电动机滑环有无偏心摆动现象：观察滑环的火花是否发生异常现象。滑环上碳刷是否要更换。

2.2启动时应注意的问题①接通电源后，如果电动机不转，应立即切断电源，绝不能迟疑等待，更不能带电检查电动机发故障，否则将会烧毁电动机和发生危险。②启动时应注意观察电动机、传动装置、负载机械的工作情况，以及线路上的电流表和电压表的指示，若有异常现象，应立即断电检查，待故障排除后，载行启动。③利用手动补偿器或手动星三角启动器启动电动机时，特别要注意操作顺序。一定要先将手柄推到启动位置，待电动机转速稳定后再拉到运转位置，防止误操作造成设备和人身事故。④同一线路上的电动机不应同时启动，一般应由大到小逐台启动以免多大电动机同时启动，线路上电流太大。电压降低过多，造成电动机启动困难引起线路故障或使开关设备跳闸。⑤启动时，若电动机的旋转方向反了，应立即切断电源，将三相电源线中的任意两相互换一下位置，即可改变电动机转向。

2.3电动机运行中的监视电动机在运行时，值班工作人员可以通过仪表和感觉器官监视其运行情况，以便及早发现问题，减少或避免故障的发生。

2.3.1监视电动机的温度电动机正常运行时会发热，使电动机温度升高，但不应超出允许的限度。如果电动机负载过大，使用环境温度过高，通风不畅或运行中发生故障，就会使其温度超出允许限度，导致绕组过热烧毁，因此电动机温度的高低是反映电动机运行的主要标志，在运行中经常检查。判断电动机是否过热，可以用以下方法：①凭手的感觉：如果以手接触外壳，没有烫手的感觉，说明电动机温度正常：如果手放上去烫得马上缩回来，说明电动机已经过热。②在电动机外壳上滴2-3滴水，如果只冒热气没有声音，则说明电动机没有过热，如果水滴急剧汽化同时伴有“咝咝”声，说明电动机已经过热。③判别电动机是否过热的准确方法还是用温度计测量。发现电动机过热应该立即停车检查，等查明原因，排除故障后再行使用。

2.3.2监视电动机的电流一般容量较大的电动机应装设电流表，随时对其电流进行监视。若电流大小或三相电流不平衡超过了允许值。应立即停车检查。容量较小的电动机一般不装电流表，但也经常用钳形表测量。

2.3.3监视电动机的电压电动机的电源上最好装设一只电压表和转换开关，以便对其三相电源、压进行监视。电动机的电源电压过高、过低或三相电压不平衡，特别是三相电源缺相，都会带来不良后果。如发现这种情况应立即停车，待查明原因，排除故障后再使用。

2.3.4注意电动机的振动、响声和气味电动机正常运行时，应平稳、轻快、无异常气味和响声。若发生剧烈振动，噪音和焦臭气味，应停车进行检查修理。

2.3.5注意传动装置的检查电动机运行时要随时注意查看皮带轮或联轴器有无松动，传动皮带是否有过紧、过松的现象等，如果有，应停车上紧或进行调整。

2.3.6注意轴承的工作情况电动机运行中应注意轴承声响和发热情况。若轴承声音不正常或过热，应检查润滑情况是否良好和有无磨损。

2.3.7注意交流电动机的滑环或直流电动机的换向器火花电动机运行中，电刷与换向器或滑环之间难免出现火花。如果所发生的火花大干某一规定限度，尤其是出现放电性的红色电弧火花时，将产生破坏作用，必须及时加以纠正。

2.4电动机的定期检查和保养为了保证电动机正常工作，除了按操作规程正确使用，运行过程中注意监视和维护外还应进行定期检查和保养。间隔时间可根据电动机的类型、使用环境决定。主要检查和保养项目如下：①及时清除电动机机座外部的灰尘、油泥，如使用环境灰尘较多，最好每天清扫一次。②经常检查接线板螺丝是否松动或烧伤。③定期测量电动机的绝缘电阻，若使用环境比较潮湿更应经常测量。④定期用煤油清洗轴承并更换新油(一般半年更换一次)，换油时不应上满，一般占油腔的1／2～1／3，否则，容易发热或甩出，油要从一面加人，可以把没有清洗干净的杂质，从另一面挤出来。⑤定期检查启动设备，看触头和接线有无烧伤，氧化，接触是否良好等。⑥绝缘情况的检查。绝缘材料的绝缘能力因干燥程度不同而异，所以保持电动机绕组的干燥是非常重要的。电动机工作环境潮湿、工作间有腐蚀性气体等因素的存在，都会破坏电动机的绝缘。最常见的是绕组接地故障即绝缘损坏，使带电部分与机壳等不应带电的金属部分相碰，发生这种故障，不仅影响电动机正常工作。还会危及人身安全。所以电动机在使用中，应经常检查绝缘电阻，还要注意查看电动机机壳接地是否可靠。⑦除了按上述几项内容对电动机定期维护外，运行一年后要大修一次。大修的目的在于，对电动机进行一次彻底、全面的检查、维护，增补电动机缺少、磨损的元件，彻底清除电动机内外的灰尘、污物，检查绝缘情况，清洗轴承并检查其磨损情况。

3小结

基于轮毂电机的恒速控制策略篇4

新能源电动车的出现, 给环保界带来了曙光, 它一直被看作是未来车辆行业的一个重要发展方向。在交通方面电动车更易实现车辆的智能化;从环保的角度来看, 电动车是毫无污染的车子;从能源发展的角度上来看, 电动车能将能源的利用率提高, 也让能源有多种使用途径。目前轮毂电机驱动式电动车以其简单的机械传动系统, 较高的驱动效率, 低廉的成本等诸多优点已经成为日益发展、研究的热点[1,2]。随着轮毂电机电动车的发展, 电动车辆行驶的恒速问题一直是人们研究的一个焦点, 因为恒速不仅与车辆行驶的安全性、稳定性有关, 还和驾驶的舒适性息息相关。当车辆行驶时, 保持车速基本恒定, 既可以减小不必要的车速变化, 以节约能源, 还可以提高车辆运行的安全性。但是车辆在行驶过程中, 由于风力、阻力的变化所引起的行驶阻力变化往往会使车辆的速度不断改变。PWM调速方式及PID控制算法对轮毂电机的转速进行恒速控制, 不仅简单易行, 成本低廉, 效果也非常显著。

1 恒速控制方案的设计及建立数学模型

1.1 控制系统的设计思路

一个严谨的控制思路是完成控制系统的核心, 本文是研究轮毂电机的恒速控制问题, 因此目的是选取一种控制方式来实现轮毂电机速度的恒定。而恒速控制方式有单闭环、双闭环、三闭环[3]。

恒速控制的测量方法分为直接测量和间接测量法。本文虽然研究的是控制轮毂电机的恒速问题, 但实质上对电动车的运行进行恒速控制, 而轮毂电机是电动车的驱动方式, 本文采用光电编码器对轮毂电机的转速进行检测。若是忽略轮毂电机与车轮之间的传动摩擦, 则小车车轮的速度就是轮毂电机的转速。只要对小车的轮毂电机的转速进行实时地检测, 再将检测到的速度值反馈给控制器, 进而构成了电动车的恒速控制系统。基于直接控制法设计简单, 比较容易实现, 本系统采用直接控制法来实现对轮毂电机转速的恒速控制。

恒速控制有三种方式可以实现, 分别是单速度闭环、速度环与电流环结合的双闭环及速度环、电流环和位置环结合的三闭环。然而虽然反馈环越多, 而修正系统产生的误差越及时, 使得调速系统的控制精度越高、抗干扰能力越强、鲁棒性越好。但是这使电机调速系统越复杂, 成本升高。因此, 本控制系统选用单闭环速度反馈系统方式。

1.2 恒速控制系统的设计原理

轮毂电机作为电动车的驱动动力, 若是忽略传动和装配上的一些误差, 轮毂电机的转速就是小车车轮的转速。因此只需要控制轮毂电机的转速即可实现小车的恒速运行。本文选取速度传感器—光电编码器来测量电机的转速, 然后得到的转速值与设定值进行比较, 如果产生偏差, 则通过设计的PID算法调整相应的三大参数, 进而调整PWM的占空比。最后在控制单元CPU的作用下, 改变PWM占空比以调整电机的转速, 使得转速的偏差趋于零, 最后达到恒速的目的。

1.3 控制算法的确定

控制算法的选取主要是根据控制系统的要求来定, 因为不同的算法使控制系统最终的效果差异很大。在控制系统的建立及发展过程中, 研究表明, 目前PID控制算法作为一种应用非常广泛的控制方法之一, 它几乎可以满足所有工业对象的控制需求。它的抗干扰能力强、鲁棒性好。

1.4 调速方法的选定

轮毂电机一般采用的是直流电机, 而直流电机的转速n公式为

由 (1) 公式可知, 改变电机转速的方式共有三种:改变电枢回路的电阻, 减小励磁磁通以及调节电枢两端的电压。其中改变两端的电压U, 电压减小, 则转速也变小并且调速的范围大;减小励磁磁通即电枢回路减小磁通, 一般来说这种方法能够平滑调速, 但它的调速限度很小, 响应较慢, 其调速的快速性较差;改变电阻, 电阻的阻值越大, 则转速相应的减小, 但是铜耗量较大, 经济性变差且电阻调速只能实现有级调速。因此这三种方式中, 为了达到研究的技术要求, 本文选取改变电枢电压方式来改变轮毂电机的转速。

目前, 改变电枢电压来调速的方法中最为普遍简单的是PWM调速系统:PWM调速系统即脉冲调制调速系统[5]。它的工作原理是:改变周期开关通断的比例即改变占空比, 来改变电动机的绕组两头的电压平均值, 调节轮毂电机的转速。与大部分调速方式相比, PWM调速方式有下列几个显著优点[6]:由于PWM调速系统是靠电感的滤波作用来获得平滑过渡的直流电流, 它的稳速精度高、低速特性好、调速范围宽, 因此可以获得很宽的频带。PWM调速系统是利用开关器件进行工作的, 主装置效率高、电路损耗较低。因此本文选用PWM调速方式来实现轮毂电机的转速控制。

1.5 恒速控制系统的组成

本文整个轮毂电机恒速控制系统采用的是PID控制算法[7]改变PWM的占空比的单速度反馈闭环。因此本系统由PWM调速装置、PID控制算法、驱动电路、轮毂电机、传感器电动车车轮等环节组成, 根据上述设计思路可形成恒速控制系统组成的框图[8,9]:PID控制算法控制PWM调速装置, PWM调速装置控制整个系统的驱动电路, 驱动电路给予轮毂电机信号, 轮毂电机则作为电动车的动力源, 其转速带动电动车行驶, 而整个控制系统中, 轮毂电机的转速则反馈给PID控制器, 作为整个系统的输入信号。

2 结语

随着电子科学技术的发展, 人们的需求越来越高, 尤其是在环境严重污染的今天, 人们需要目前的代步工具既环保又安全稳定。而轮毂电机作为一种动力装置, 在生产行业中被广泛地使用。在发展过程中轮毂电机存在的各类问题逐步曝光在技术的灯光下, 其中最为重要的问题就是恒速控制问题, 这不仅难以保证车辆行驶过程行驶的稳定性, 还存在一定的安全隐患, 不仅带来工作上的不便, 也许造成安全事故, 因此电动车的恒速控制必不可少。

为解决上述问题, 本文选取PID控制算法控制PWM的开关通断, 改变占控制, 以调节电枢电压的方式控制轮毂电机的速度。本文研究的电动车是以轮毂电机作为驱动的, 因此只要对轮毂电机的控制系统进行详细研究即可。通过对轮毂电机速度控制方法的深入研究和分析, 针对电动车的负载特性, 运行路况, 阻力变化制定了轮毂电机的恒速策略, 实现小车的恒速运行。

摘要：当前的能源短缺和大气污染日益严重, 传统交通工具的发展面临严峻的形势, 新能源电动车将成为未来的发展趋势。而以轮毂电机作为驱动方式的电动车运用最为广泛, 因此成为目前的研究热点。但在研究轮毂电机的运动控制过程中, 电机转速控制问题占有至关重要的地位。恒速控制系统正是解决这一问题的关键。根据轮毂电机的结构和运行原理, 设计了恒速系统的控制方案;提出了恒速控制系统的设计思路及具体的设计方案;选取了PWM调速方案和PID控制算法;完成了整个恒速系统的设计。研究表明, 本系统解决了轮毂电机的恒速控制问题;简化了控制算法;提高了系统的稳定性、鲁棒性和安全性。

关键词：电动车,恒速控制,轮毂电机,调速方案

参考文献

[1]王泽平.电动汽车总体设计与性能仿真研究[D].合肥:合肥工业大学, 2007.

[2]马艳丽, 高月娥.我国未来汽车保有量情景预测研究[J].公路交通科技, 2007 (1) :121-125.

[3]王积伟, 吴振顺.控制工程基础[M].北京:高等教育出版社, 2001:1-8.

[4]韩新红, 华云松, 尚亮.基于PWM的直流电机闭环调速系统的设计[J].信息通信, 2010 (1) :33-35.

[5]陈景贤.单片机控制的直流电机PWM调速控制器设计[J].湛江师范学院学报, 2008 (29) 3:123-126.

[6]王蕾.PID控制[J].自动化仪表, 2004 (25) :1-6.

[7]陶永华.新型PID控制及其应用[M].北京:机械工业出版社, 2003:1-8.

[8]吴本奎.机电一体化及其发展策略[M].北京:机械工业出版社, 1996:126-127.

《电机与电气控制》教案篇5

彬县职业教育中心

第一讲

一、章节：《电气控制课程设计》

课程设计任务安排及设计方法

二、教学目标

应知：课程设计要求及任务应会：电气控制系统的设计方法

难点：电气控制系统的设计方法三、教学方法：结合实例讲授四、教学过程：

1、介绍任务安排，分组选题

2、讲授电气控制系统的设计方法、设计思路及设计步骤五、问题与讨论：

1、对所选课题的设计思路六、考工必备

电气安装及布线原则七、课后小结：

直流电机的单片机控制篇6

系统首先通过按键对电机的正、反向(即顺时针、逆时针)转动时间分别设置,设置的时间显示在LCD液晶显示器1602上,格式为第一行显示Forward(正转) 时:分:秒,第二行显示Backward(反转) 时:分:秒。采用倒计时方式。时间设定完成后,按下开始键,电机工作指示灯闪烁,正向转动时间开始倒计时,正向转动指示灯亮(红灯亮),同时电机正向转动;当正向转动时间倒计时到0,反向转动时间立即开始倒计时,正向转动指示灯熄灭,反向转动指示灯亮(绿灯亮),同时电机反向转动。当反向转动时间倒计时也到0时,系统自动恢复到初始设定的时间。按下停止键,正(反)转倒计时停止计时,直流电机停止工作,电机工作指示灯熄灭。

系统硬件结构如图1所示。

图1系统硬件结构

系统的控制芯片采用Atmel公司的AT89C51。6个按键分别连接到单片机的P2.0～P2.5口,作为按键控制信号的输入。按下K0键,系统进入时间设定模式,连续按下K0键可以依次选择时、分、秒进行设置,通过K1,K2键对时、分、秒进行加1或减1操作。按下K3键退出时间设定模式,K4,K5键分别为启动键和停止键。

P0.0～P0.7作为数据总线连接到LCD1602的数据线,需要外接上拉电阻。P1.0、P1.1、P1.2分别接1602的控制端RS、R/W、EN端。P1.3、P1.4、P1.5分别作为电机工作指示灯、正转指示灯、反转指示灯的控制信号输出。P1.6、P1.7分别是控制电机启/停、正/反向转动的控制信号输出。

系统的显示部分采用字符型液晶显示器LCD1602。它可以显示2行、每行显示16个ASCII字符。主控制驱动电路为HD44780 (HITACHI )。采用标准的接口特性适配M6800系列MPU操作时序和标准的16脚接口,工作电压为5V。

系统选用的直流电机为HY37JB363。由于单片机的I/O口提供的输出电流只有几mA,而直流电机的额定工作电流需要几百mA,所以在单片机与直流电机之间需加一个驱动电路,系统选用的是LMD18200芯片。

系统软件由主程序、数据处理子程序、定时器0中断服务子程序、按键处理子程序以及液晶显示子程序等组成。

主程序:完成系统的初始化、按键扫描、数据处理及显示程序。初始化完成之后,扫描按键,如有按键按下,调用相应的处理程序。K0被按下时,被选中的时间单位将会不断的闪烁,区别于其他没有被设置的时间单位,通过K1,K2键对时间进行夹1/减1改动,按下K3键退出时间设定。启动键被按下时,开启定时中断,LCD显示时间开始倒计时,P1.4口输出低电平,正向转动指示灯(红灯)亮,P1.7输出高电平,电机开始正向转动。在中断服务程序中控制P1.3口输出电平,使电机工作指示灯(黄灯)闪烁。停止键按下时,P1.6输出高电平,直流电机停止转动,P1.3～P1.5输出高电平,各状态指示灯熄灭,关闭定时中断,停止计数。正向转动时间倒计时到0时,反向转动立即开始倒计时,P1.7输出低电平,电机反向转动,P1.4输出高电平,P1.5输出低电平,正转指示灯熄灭,反转指示灯(绿灯)亮。反向转动时间倒计时也到0时,系统自动恢复到初始设定的时间。

数据处理子程序:将秒、分、时计数器的数据分别处理后送显示缓冲区。

定时器0中断服务子程序:完成计时功能。每定时50ms产生一次中断,利用软件对中断进行累加计数,当定时器产生20次中断后(即1S后),秒单元减1。同理,对分、时单元也分别处理。

按键处理子程序:完成按键的防抖动处理、判键及设置正反转时间的秒、分、时和控制直流电机启/停和正/反转。

液晶显示子程序:第一行显示格式为: Forward(正转) 时:分:秒。第二行显示格式为:Backward(反转) 时:分:秒。

开关磁阻电机调速系统控制策略研究篇7

1.1 开关磁阻电机

开关磁阻电机是SRD中实现机电能量转换的部件, 其定子和转子均为凸极构造, 定子极上绕有集中绕组, 转子无绕组也无永磁体。开关磁阻电机运转遵循"最小磁阻原理", 根据转子位置信息根据一定逻辑关系切换定子极绕组通电, 即可实现连续运转。

1.2 功率变换器

功率变换器采用不对称半桥式。其每个工作周期分为两个阶段:励磁阶段, 向定子绕组提供励磁电流, 电能由电源馈入电机;续流阶段, 绕组向电源回馈磁场储能。但不管哪一阶段绕组中电流方向不变。采用不对称半桥式。

1.3 控制器

是整个调速系统的核心, 根据控制器中设定好的控制策略及其相应的算法, 将外部反馈的电流、位置等检测输入量与内部程序中计算得出的给定量进行比较判断, 决定电机的控制方式, 并在合理的转子位置控制功率变换器中各相主开关器件的开关状态, 实现机电能量合理、有效的转化。

1.4 位置检测器

开关磁阻电机调速系统是位置闭环调速系统, 开关磁阻电机各相绕组必须与转子位置同步激励, 并且转子位置测量的精度和分辨率直接影响到调速性能的好坏。位置检测的目的是确定定、转子的相对位置, 即要用位置传感器检测定转子相对位置, 然后位置信号反馈至逻辑控制电路, 以确定对应相绕组的通断。

1.5 电流检测器

相电流检测是开关磁阻电机电流斩波控制方式 (CCC方式) 运行的需要, 也是系统过流保护的需要。单向、脉动以及波形随运行方式、运行条件不同而变化很大是开关磁阻电机相电流的基本特点。因此开关磁阻电机的电流检测器应具有快速性好, 灵敏度高, 单向电流检测, 线性度好, 抗干扰的优点。

2 开关磁阻电机的基本结构与特点

2.1 基本结构

电机根据产生电磁转矩的方式可以大致分为两类:一类由磁场之间的相互吸引和排斥产生转矩, 另一类遵循"最小磁阻原理", 即磁通总要沿着磁阻最小的路径闭合, 从而有磁拉力作用在磁路上, 使其趋于最小磁阻位置。前者如直流电机, 异步电机, 同步电机等各种电磁式电机。后者如开关磁阻电机。

开关磁阻电机的旋转过程见图1, 为简单计, 图中仅画出了C相一相的不对称半桥式功率变换电路, 其它各相与C相相同。若以图中定、转子所处的相对位置作为起始位置, 依次给C→B→A→F→E→D相的绕组通电, 转子以逆时针方向连续旋转;反之, 若依次给E→F→A→B→C→D相的绕组通电, 则转子就会沿着顺时针的方向连续旋转。可见开关磁阻电动机的转向与相绕组电流的方向无关, 而仅仅于相绕组通电的顺序有关。转子的旋转过程体现出一定的周期性。对12/10结构的开关磁阻电机, 其转子极距为36°, 因此每个电角度周期对应36°。而每相励磁一次, 转过6°, 称为一个步进角。

2.2 线性模型

开关磁阻电机磁路饱和, 具有强非线性, 因此很难建立准确的开关磁阻电机数学模型。在一定假设条件下, 得到开关磁阻电机的理想线性数学模型。利用线性模型, 可以对开关磁阻电机的一些特性进行分析。为便于分析, 忽略磁路饱和, 假定相绕组电感与电流大小无关, 且不考虑磁场边缘扩散效应, 可得开关磁阻电机的线性模型。线性模型的绕组电感曲线和磁化曲线分别见图2、图3。

由图2和图3可知线性模型下, 开关磁阻电机相电感的分段线性表达式:

2.3 电流分析

一个电感周期内电流波形如图4所示, θ1~θ2内主开关器件开通, 即θ1<θon<θ2;θ2~θ3内主开关器件关断, 即θ2<θoff<θ3。

由此可见对结构一定的电机, 在θon和θoff不变的情况下, 绕组电流随外加电压Us的增大而增大, 随转速ωr的升高而减小;通过调节θon和θoff可改变绕组电流波形, 间接地调节电机的电磁转矩。

2.4 机械特性

线形条件下忽略了开关磁阻电机的磁场饱和, 相电感仅与转子位置有关, 而与相电流无关, 则一相瞬时电磁转矩表达式在线性条件下可简化为

通过改变控制参数Us、θοn、θoff, 可以改变开关磁阻电机的固有机械特性, 在基速ωb以下, 采用电流斩波控制 (CCC) 方式, 开关磁阻电机输出恒转矩特性;基速ωb以上, 采用角度位置控制 (APC) 方式, 开关磁阻电机输出恒功率特性;在第二临界速ωsc以上, 开关磁阻电机以固定的τr/2的导通角输出自然串励特性。

3 开关磁阻电机的常用控制方式

3.1 电流斩波控制 (CCC) 方式

开关磁阻电机在基速ωb以下运行时, 由于转速较慢, 旋转电动势较小, 绕组电流上升率较大, 为避免过大的电流和磁链峰值, 获得恒转矩机械特性, 采用电流斩波控制 (CCC) 方式。电流斩波控制是通过固定开通角θon、关断角θoff, 通过主开关器件的多次导通关断将电流限制在给定范围内实现电机恒转矩控制。

3.2 角度位置控制 (APC) 方式

在基速ωb至第二临界转速ωsc区域, 转速较高, 旋转电动势较大, 绕组电流上升率低, 电流较小, 为获得恒功率机械特性, 常采用角度位置控制方式。角度位置控制方式是调节开通角θon、关断角θoff, 改变相绕组相对于电感位置的励磁区域, 从而调节电机的转矩。

角度位置控制的控制非常灵活, 但θon、θoff的组合非常多, 使得控制参数的选择较为复杂, 这就存在一个角度位置控制参数优化的问题。优化的目标可以是恒功率下转矩最优, 也可以是效率最优, 以及其它目标。优化目标不同, θon、θoff的最优组合往往也不同。因此角度位置控制往往需要按照控制性能目标事先对控制参数进行优化, 优化的方法有仿真、实验测量等。

3.3 脉宽调制控制 (PWM) 方式

脉宽调制 (PWM) 控制方式的实质是通过调节绕组两端的励磁电压来控制电磁转矩。具体方法是固定θon和θoff, 用PWM信号调制主开关器件相控信号, 通过调节PWM信号的占空比, 从而调节励磁电压加在相绕组上的的有效时间宽度, 改变相电压的有效值, 进而改变输出转矩。PWM方式可控性较好, 在基速以上或基速以下的范围都可以应用, 适用于转速调节系统。通过对转速的给定值和实际转速的反馈值之差进行PI运算, 调节PWM信号占空比, 达到转速快速响应。缺点在于导通角度始终固定, 功率元件开关频率高, 开关损耗大, 影响了系统效率。

4 结论

本文主要介绍了开关磁阻电机的基本理论, 利用理想线性数学模型分析了电机的特性。通过对其特性的分析, 可以看出开关磁阻电机有多个控制参数, 控制方法非常灵活。通过分析发电运行, 可见励磁开关角度对电机的机电能量转换起着决定性作用, 是重要的调节参数。

摘要：本文分析了开关磁阻电机的应用优势、特点及常用控制方式, 说明开关磁阻电机系统运行控制方法性能良好, 具有很好的应用前景。

电机控制策略篇8

无轴承同步磁阻电机将磁轴承与普通同步磁阻电机融于一体, 实现电磁转矩与转子径向力的集成化、一体化控制。具有传统电机所无法比拟的突出优点:高转速、无磨损、无润滑、寿命长等。在高速机床、飞轮储能、涡轮分子泵、离心压缩机等领域有着重要的应用价值, 在生命科学、无菌洁净车间、腐蚀有害介质传输等特殊的电气传动领域, 也极具广泛的应用空间。与其他类型的无轴承电机相比, 无轴承同步磁阻电机具有控制简单、坚固可靠、成本低廉等一系列优势, 尤其因其转子上没有永磁体和励磁绕组, 更加适合于高速、高温恶劣环境等应用场合[1]。

无轴承同步磁阻电机负载条件下基于气隙磁场致使转矩与径向力以及径向力两分量之间存在耦合关系, 国内外采用前馈补偿方法进行了相关解耦控制研究[2,3,4,5], 本文建立了无轴承同步磁阻电机完整的数学模型, 采用反馈解耦策略成功实现了电机多变量解耦集成控制。

2 径向力产生原理

图1是无轴承同步磁阻电机空载条件下径向力产生示意图。图1中, 电机具有2极径向力绕组N2x和4极励磁绕组N4d, 2极径向力绕组N2x通电产生2极磁通Φ2x, 4极励磁绕组N4d通电产生4极励磁磁通Φ4d。当两套绕组通以图1中所示电流时产生的两个磁场的合成使得气隙1处磁通密度增强, 气隙2处磁通密度减弱, 不平衡的磁通密度导致转子产生沿x轴正方向的径向力。同理绕组N2x通以反向电流, 转子会产生x轴负方向的径向力。

3 电机数学模型

无轴承同步磁阻电机完整数学模型包括转矩子系统数学模型和径向力子系统数学模型。转矩子系统数学模型与普通同步磁阻电机相同, 本文研究的无轴承同步磁阻电机具有凸极转子, 其径向力子系统数学模型与其它类型的无轴承电机差异较大。

3.1转矩子系统数学模型

在d-q坐标系下无轴承同步磁阻电机转矩子系统数学模型由下列方程组成。

定子电压方程

${\begin{cases} u_{d} = R_{s 1} i_{d} + L_{d} \frac{d i_{d}}{d t} - ω L_{q} i_{q} \\ u_{q} = R_{s 1} i_{q} + L_{q} \frac{d i_{q}}{d t} + ω L_{d} i_{d} \end{cases}$

(1)

定子磁链方程

${\begin{cases} Ψ_{d} = L_{d} i_{d} \\ Ψ_{q} = L_{q} i_{q} \end{cases}$

(2)

转矩方程

$Τ_{e} = \frac{3}{2} p_{1} (L_{d} - L_{q}) i_{d} i_{q}$ (3)

运动方程

$Τ_{e} - Τ_{L} = \frac{J}{p_{1}} \frac{d ω}{d t}$ (4)

式中:ud, uq为定子电压d, q轴分量;Ψd, Ψq为定子磁链d, q 轴分量;Ld, Lq为d, q轴电感;Rs1为定子每相电阻;p1为极对数, J为转子转动惯量;Te, TL分别为电磁转矩和负载转矩。

3.2径向力子系统数学模型

径向力方程的准确建立是电机控制系统设计的前提条件, 此处径向力计算时仅考虑转子凸极区域, 并假定转子偏心位移远小于气隙, 仍以上述两相4/2极电机为例, 并假定凸极转子极弧角度为60°、绕组磁动势为正弦分布, 不考虑磁饱和因素, 由磁场能量虚位移原理推导径向力方程[6,7]。

d-q坐标系下电机电感磁场储能为

$W_{m} = \frac{1}{2} [\begin{matrix} i_{d} \\ i_{q} \\ i_{x} \\ i_{y} \end{matrix}]^{Τ} [\begin{matrix} L_{d} & L_{d q} & L_{d x} & L_{d y} \\ L_{q d} & L_{q} & L_{q x} & L_{q y} \\ L_{x d} & L_{x q} & L_{x} & L_{x y} \\ L_{y d} & L_{y q} & L_{y x} & L_{y} \end{matrix}] [\begin{array}{l} i_{d} \\ i_{q} \\ i_{x} \\ i_{y} \end{array}] (5)$

式中:id, iq, ix, iy分别为d-q坐标系下转矩绕组和径向力绕组等效两相电流;Ld, Lq为转矩绕组d, q轴电感;Lx, Ly为径向力绕组自感;Ldx, Lqx, Ldy, Lqy为转矩绕组和径向力绕组之间的互感, 其值为转子径向偏移量x, y的函数。

无轴承同步磁阻电机两套绕组按照一定的对称排列规律在定子槽中分上下两层叠放[7], 故Lx=Ly, Ldq=Lqd=0, Lxy=Lyx=0。式 (5) 可简化成为

$W_{m} = \frac{1}{2} [\begin{array}{l} i_{d} \\ i_{q} \\ i_{x} \\ i_{y} \end{array}]^{Τ} [\begin{matrix} L_{d} & 0 & Κ_{m 1} x & - Κ_{m 1} y \\ 0 & L_{q} & Κ_{m 2} y & Κ_{m 2} x \\ Κ_{m 1} x & Κ_{m 2} y & L_{2} & 0 \\ - Κ_{m 1} y & Κ_{m 2} x & 0 & L_{2} \end{matrix}] \times [\begin{array}{l} i_{d} \\ i_{q} \\ i_{x} \\ i_{y} \end{array}] (6)$

式中:L2为电机径向力绕组的自感;常系数Km1, Km2分别为

${\begin{cases} Κ_{m 1} = \frac{μ_{0} l r Ν_{2} Ν_{4}}{48 δ_{0}^{2}} (4 π - 3 \sqrt{3}) \\ Κ_{m 2} = \frac{μ_{0} l r Ν_{2} Ν_{4}}{48 δ_{0}^{2}} (4 π + 3 \sqrt{3}) \end{cases}$

(7)

式中:μ0为真空磁导率;l为电机有效铁心长度;r为转子外径;N2, N4分别为径向力绕组和转矩绕组每相串联有效匝数;δ0为气隙长度。

对磁场储能进行偏微分求导, 可得转子x, y轴方向径向力Fx, Fy大小为

$[\begin{array}{l} F_{x} \\ F_{y} \end{array}] = [\begin{matrix} Κ_{m 1} i_{d} & Κ_{m 2} i_{q} \\ Κ_{m 2} i_{q} & - Κ_{m 1} i_{d} \end{matrix}] [\begin{array}{l} i_{x} \\ i_{y} \end{array}]$

(8)

式 (8) 在静止坐标系下可重新表示为

$\begin{array}{l} [\begin{array}{l} F_{x} \\ F_{y} \end{array}] = [\begin{matrix} Κ_{m 1} i_{d} & Κ_{m 2} i_{q} \\ Κ_{m 2} i_{q} & - Κ_{m 1} i_{d} \end{matrix}] \times \\ [\begin{matrix} \cos 2 θ & \sin 2 θ \\ - \sin 2 θ & \cos 2 θ \end{matrix}] [\begin{array}{l} i_{α 2} \\ i_{β 2} \end{array}] (9) \end{array}$

式中:θ为转子位置机械角;iα2, iβ2为静止坐标系下径向力绕组等效两相电流。

当转子偏心时, 转子上会产生同偏心位移成正比的麦克斯韦磁张力, 其大小为

$[\begin{array}{l} F_{s x} \\ F_{s y} \end{array}] = k \frac{π r l B^{2}}{μ_{0} δ_{0}} [\begin{array}{l} x \\ y \end{array}] = Κ_{s} [\begin{array}{l} x \\ y \end{array}]$

(10)

式中:k为衰减系数;B为磁通密度。

假定转子x, y轴外施径向负荷分别为Fzx, Fzy (含重力) , m为转子质量, 理想状态下径向力子系统的运动方程为

${\begin{cases} m \ddot{x} = - F_{x} + F_{s x} + F_{z x} \\ m \ddot{y} = - F_{y} + F_{s y} + F_{z y} \end{cases}$

(11)

4 反馈解耦控制器

无轴承同步磁阻电机控制系统变量耦合关系如图2所示。

由图2可知, 无轴承同步磁阻电机是一个多输入多输出系统, 电机负载条件下, 因转矩分量电流iq的存在导致转矩和径向力之间存在耦合关系, 并同时使得两垂直方向上径向力分量也通过各自的控制电流ix, iy形成交叉耦合。因此负载突变会对径向力子系统造成干扰, 严重时会造成整个控制系统的失稳[8,9,10], 其复杂耦合关系集中体现在图2中虚线框内部分。

文献[1,2,3,4,5]采用前馈补偿器实现解耦控制, 该方法用定子电流给定值作为抵消信号实现解耦, 但电机中存在的耦合项是由定子实际电流引起的, 该方法只有当给定电流与实际电流完全相等时, 解耦才能成功。然而, 当电机启动或负载变化等动态过程中, 由于电机滞后环节等因素致使给定电流与实际电流不等, 导致解耦失败。为克服上述缺陷, 本文用定子实际电流直接取代定子给定电流, 即反馈解耦控制。令

$C = [\begin{matrix} \cos 2 θ & \sin 2 θ \\ - \sin 2 θ & \cos 2 θ \end{matrix}]$

假定转子x, y方向径向力参考值分别是F*x, F*y, 则由式 (9) 可得

$\begin{array}{l} [\begin{array}{l} i_{α 2} \\ i_{β 2} \end{array}] = C^{- 1} \frac{1}{Κ_{m 1}^{2} i_{d}^{2} + Κ_{m 2}^{2} i_{q}^{2}} \times \\ [\begin{matrix} Κ_{m 1} i_{d} & Κ_{m 2} i_{q} \\ Κ_{m 2} i_{q} & - Κ_{m 1} i_{d} \end{matrix}] [\begin{array}{l} F_{x}^{*} \\ F_{y}^{*} \end{array}] (12) \end{array}$

式 (12) 再次代入式 (9) 可得

$[\begin{array}{l} F_{x} \\ F_{y} \end{array}] = [\begin{matrix} 1 & 0 \\ 0 & 1 \end{matrix}] [\begin{array}{l} F_{x}^{*} \\ F_{y}^{*} \end{array}]$

(13)

由式 (13) 单位对角矩阵可看出, 系统进行反馈解耦后解除了Fx, Fy之间的耦合, 消除了转矩分量电流所引起的交叉耦合通道, 并且径向力也不再受转矩扰动的影响, 其大小等于径向力的给定参考值。

由式 (12) 定义F*x0, F*y0为

$[\begin{array}{l} F_{x 0}^{*} \\ F_{y 0}^{*} \end{array}] = \frac{1}{Κ_{m 1}^{2} i_{d}^{2} + Κ_{m 2}^{2} i_{q}^{2}} [\begin{matrix} Κ_{m 1} i_{d} & Κ_{m 2} i_{q} \\ Κ_{m 2} i_{q} & - Κ_{m 1} i_{d} \end{matrix}] [\begin{array}{l} F_{x}^{*} \\ F_{y}^{*} \end{array}] (14)$

无轴承同步磁阻电机反馈解耦控制原理如图3所示。

5 整体控制系统

电机整体控制系统由转矩子系统和径向力子系统组成, 其结构如图4所示。对于转矩子系统, 采用恒励磁电流矢量控制, 当固定励磁电流分量id时, 转矩大小同转矩电流分量iq成正比。图4中下半部分为径向力子系统, 位移传感器得到的转子位置检测值和给定值的偏差经PD调节器后产生径向力的参考值F*x, F*y, 然后经反馈解耦计算后重新输出径向力的命令值F $_{x}^{0 *}$ , F $_{y}^{0 *}$ , 再经过Park逆变换和Clack逆变换进行正弦波调制, 最终产生径向力所需要的三相参考电流, 实际三相电流由电流滞环PWM逆变器提供, 通入电机径向力绕组后转子便产生所需的径向力Fx, Fy。

6 系统仿真

电机仿真参数设定为:转矩绕组极对数p1=2, Ld=0.035 H, Lq=0.008 H, Rs1=0.30 Ω, 径向力绕组极对数p2=1, Lx=Ly=0.029 H, 径向力绕组每相电阻Rs2=0.18 Ω, 转子质量m=1 kg, 转子转动惯量J=0.002 kg·m2, 气隙δ0=0.30 mm, 转子端部装配的辅助轴承与转子间隙为0.20 mm, 转子x, y轴方向外施径向负荷为35 N, 仿真结果如图5～图8所示。

图5为电机转矩响应曲线, 电机空载启动, 在0.025 s时突加3 N·m负载转矩, 转矩动、静态性能良好。

图6为电机由静止启动直至稳定运行于2 500 r/min时的转速响应曲线, 转速调节时间很短, 调速系统具有良好的性能指标。

图7中转子x轴初始位置为x=0.10 mm, y轴初始位置为y=0, 在0.08 s时, x轴位置跃变为x=-0.10 mm, 但此时y轴方向位移恒定为0, 不受x轴扰动影响;在0.018 s时, y轴位移阶跃为y=0.10 mm, 已处于稳定状态的x轴位移同样不受y轴位移波动影响, 由此可见两轴方向上的径向力分量实现了解耦。并且在整个动态调节过程中转矩突变并未对转子位移造成任何干扰, 可见电磁转矩与径向悬浮力之间实现了完全解耦。

图8中转子x轴的初始位置设定为x=0.08 mm, 经过较小超调和短暂调节后转子稳定悬浮于中心位置, 在0.015 s时又突加x=0.06 mm阶跃响应, 转子同样很快稳定悬浮在给定位置, 证实了径向力控制子系统具有优越的动、静态调节性能。

7 结论

本文分析了无轴承同步磁阻电机悬浮原理, 推导出电机完整的数学模型, 针对其内部复杂的多变量耦合关系, 研究采用反馈解耦策略解除了径向力和转矩之间以及径向力自身在两轴方向上的相互耦合, 实现了转矩和径向力的一体化集成控制, 克服了前馈补偿解耦采用给定电流直接参与解耦计算导致准确性不高、从而使动态性能下降这一弊端。进行了控制系统的仿真研究, 对仿真结果进行了分析, 仿真研究表明反馈解耦方法能确保电机带负载稳定悬浮, 可实现系统的完全动态解耦, 同时系统具有良好的动、静态响应特性。

摘要：无轴承同步磁阻电机是一个复杂的强耦合非线性系统, 解除电机径向力和转矩之间以及径向力分量之间的耦合关系是其稳定悬浮的前提, 在给出转子悬浮原理基础上, 推导了电机完整的数学模型, 提出基于电机实际参数的反馈解耦策略, 实现了负载条件下无轴承同步磁阻电机多变量解耦集成控制。仿真结果表明该解耦方法能实现电机稳定悬浮运行, 可获得优良的解耦效果, 同时电机具有良好的动、静态性能。

关键词：无轴承,同步磁阻电机,解耦控制

参考文献

[1]Michioka C, Sakamoto T, Ichikawa O, et al.A DecouplingControl Method of Reluctance-type Bearingless MotorsConsidersing Magnetic Saturation[J].IEEE Trans.on In-dustry Applications, 1996, 32 (5) :1204-1210.

[2]Chiba A, Azizur Rahman M, Fukao T.Radial Force in aBearingless Reluctance Motor[J].IEEE Trans.on Mag-netics, 1991, 27 (2) :786-790.

[3]Hertel L, Hofmann W.Theory and Test Results of a HighSpeed Bearingless Reluctance Motor[C]//Proc.of PCIM, Nuremberg, 1999:143-147.

[4]Hertel L, Hofmann W.Magnetic Couplings in a BearinglessReluctance Machine[C]//Proc.of ICEM, Helsinki, 2000:1776-1780.

[5]Zhang Hannian, Zhu Huangqiu, Zhang Zhibao, et al.Designand Simulation of Control System for Bearingless Synchro-nous Reluctance Motor[C]//Proc.of ICEMS, Nanjing, 2005 (1) :554-558.

[6]Takemoto M, Yoshida K, Itasaka N, et al.Synchronous Re-luctance Type Bearingless Motors with Multi-flux Barriers[C]//Proc.of Power Conversion Conference, Nagoya, 2007:1559-1564.

[7]朱熀秋, 张涛.无轴承永磁同步电机有限元分析[J].中国电机工程学报, 2006, 26 (3) :136-140.

[8]朱熀秋, 翟海龙.无轴承永磁同步电机控制系统设计与仿真[J].中国电机工程学报, 2005, 25 (14) :120-125.

[9]孟令孔, 邓智泉, 王晓琳, 等.无轴承永磁同步悬浮子系统H2/H∞混合控制[J].电气传动, 2007, 37 (2) :36-38.

电机控制策略篇9

开关磁阻电机(SRM)自问世以来,以其优越于传统电机的结构、性能和经济指标,得到学术界极大的关注,并在机器人和操作机械手的关节驱动以及数控机床等领域得到了普遍应用。与其它调速系统相比,开关磁阻电机驱动系统结构简单、工作可靠、效率高、成本低,但因定、转子的双凸极结构及磁路的高度饱和,使得其磁链和转矩均为转子位置和相电流的非线性函数,因此开关磁阻电机控制系统具有严重非线性、时变性和不确定性等特点。如采用传统的基于对象模型的固定参数PID控制方式已很难取得理想的控制性能指标和控制效果。而模糊控制是目前控制工程领域应用较多的一种智能控制方法,它不依赖于控制对象和精确的数学模型,在模糊控制中,模糊控制器采用语言描述人的控制经验,形成模糊控制规则,通过模糊推理决定控制行为,是一种较好的非线性控制方法,能较好地克服开关磁阻电机控制系统中非线性、时变、耦合等影响,取得了一定的控制效果。但传统模糊控制器的变量论域是固定的,所以控制精度一般不高。为此,本文利用模糊控制动态性能和PID控制稳态性能好等优点,设计模糊-PID双模复合控制器应用于开关磁阻电机控制系统中。通过仿真实验表明,该控制器极大提高和改善了开关磁阻电机控制系统的动、静态性能。

2 双模复合控制系统的组成

模糊-PID控制的开关磁阻电机控制系统如图1所示,nr为速度给定值,n为开关磁阻电机实际转速。参数λ为模糊控制与PID控制的比例权重,它是由开关磁阻电机实际转速与给定转速的偏差来调节和控制。为了使控制系统获取较快的响应和较高的精度及稳态性能,当λ=0时,电机转速完全由模糊控制器控制,当λ=1时,完全采用PID控制;当在0<λ<1的一般情况下,PID控制和模糊控制需要共同作用。在转速偏差较大时,λ值偏小;在转速偏差较小时,λ值偏大。系统根据转速偏差大小控制调节PID控制与模糊控制的比例权重系数λ,该功能是由另外模糊控制器专门完成并实现的。

3 PID控制器的设计[1]

PID控制器是过程控制系统应用最广泛的一种控制规律。在模拟控制系统中PID控制表达式为:

式中:e(t)、u(t)分别为PID控制器的输入量和输出量;KP、TI、TD分别为PID控制器的比例增益、积分时间和微分时间。

为方便计算机运算,一般采用增量形式,即:

式中:T为采用周期;u(k)为本次偏差的控制输出,u(k-1)为前一次的控制输出,e(k)、e(k-1)、e(k-2)分别为本次、前一次和前两次的偏差。

4 模糊控制器的设计

作为一种人工智能手段和方法,模糊控制将输入量按一定的模糊控制规则自动进行推理运算,比较适宜处理不确定性和不精确性问题,因而具有响应速度快、鲁棒性好等特性。模糊控制器的原理如图2所示。

本系统所采用的模糊控制器,其输入量为开关磁阻电机实际转速与速度给定值的偏差e和偏差变化ec,输出量为控制量u,e的模糊语言子集选取8个语言值,即NB(负大)、NM(负中)、NS(负小)、NO(负零)、PO(正零)、PS(正小)、PM(正中)、PB(正大)。这里NO(负零)和PO(正零)区别开来,主要目的是为了提高稳态精度。ec和u的模糊子集均选取为{NB,NM,NS,ZE,PS,PM,PB},e、ec和u的模糊子集对应的论域均取为{-6,-5,-4,-3,-2,-1,0,1,2,3,4,5,6},e、ec、u的隶属度函数采用三角形函数。为增强系统的鲁棒性,提高隶属函数的分辨率,本文在零值附近的函数形状设计得更陡一些。e、ec、u论域的模糊分布函数如图3和图4所示。

模糊控制规则的建立依赖于开关磁阻电机控制系统调速的经验。本系统由于模糊控制的主要目的是控制开关磁阻电机的转速,因此控制规则取决于电机实际转速与给定转速的偏差e及其变化ec。所建立的控制规则如表1所示。如第1条模糊控制规则为:If e is NB and ec is NB then u is PB即当电机实际转速与给定转速的偏差e负大,偏差变化ec负大时,说明实际转速比给定转速大,而且还有上升的趋势,因此控制量u应为正大,用来抑制这种趋势。

对于常规模糊控制器,需要采用Mandani推理方法,即推理时根据模糊蕴涵关系,选择模糊算子MIN和MAX,进行“极大和极小”合成运算,计算量大,而且如果模糊规则选择不当需要修改时,还必须重新进行极大与极小合成推理计算,才能得到修正后模糊控制查询表。为此将上述模糊控制规则表中的模糊子集分别赋予相应的模糊数,那么表1的模糊控制规则表就可以转换成表2所示的模糊数模型。

表2的模糊数模型相当于常规模糊控制器的模糊控制查询表,该方法比较简便,避免了繁琐的极大和极小合成运算,特别是在模糊控制过程中充分显示出较大的优势。

本系统中PID控制与模糊控制的比例权重系数λ是由一个模糊控制器专门进行控制和调节的,该模糊控制器的输入为转速偏差e,输出为λ,其模糊分布函数与模糊控制规则如图5和表3所示。

5 仿真实验及结论

为了验证所设计的模糊—PID双模复合控制器的正确性,利用计算机仿真软件Matlab对开关磁阻电机控制系统进行仿真研究,仿真用开关磁阻电机参数为:三相6/4极,额定相电流I=5A,额定转速n=1000r/min,定子电阻R=3.4Ω,额定转动惯量J=0.075kg·m2。PID控制器的三个参数取值为:KP=10,KI=0.056,KD=0.02。在给定转速下,分别使用常规PID控制、模糊控制和模糊—PID双模复合控制对开关磁阻电机控制系统进行仿真实验,三种情况下的系统速度响应仿真结果如图6所示。其中在t=3s时加入10N·m的负载扰动,从图6中可以看出，模糊—PID 双模复合控制器要比常规 PID 控制器和模糊控制器具有更强的抗干扰能力，稳态精度高，鲁棒性好且无超调和振荡。

6 结束语

本文针对开关磁阻电机控制系统的非线性特性,将常规PID控制器和模糊控制器结合起来构建一种模糊—PID双模复合控制器,并应用于开关磁阻电机控制系统的速度调节和控制,充分发挥模糊控制和PID控制的各自长处,取得了比较满意的控制效果。仿真实验结果表明,该双模复合控制器具有良好的动、静态性能和较强的鲁棒性,为开关磁阻电机调速系统提供了一种新的控制方法。

摘要：针对开关磁阻电机调速系统这一非线性控制系统,提出了采用模糊控制理论与常规PID调节器相结合而构建的模糊-PID双模复合控制策略,着重介绍双模复合控制器的设计原理和方法,并将该控制器应用于开关磁阻电机控制系统的速度控制中。理论分析与仿真实验结果表明,该控制方法较常规PID控制及单纯的模糊控制器具有更好的控制性能,极大地提高了开关磁阻电机调速系统的响应速度、动静态性能,增强系统的鲁棒性和抗干扰能力。

关键词：模糊控制,PID,开关磁阻电机,复合控制

参考文献

[1]金以慧.过程控制[M].北京:清华大学出版社,1998.

[2]李勇,罗降福,许加柱等.基于模糊控制的直流电机PWM调速系统[J].大电机技术,2006,(1):66-67.

开关磁阻电机三种控制策略研究篇10

开关磁阻电机因其结构简单坚固、成本低廉、控制参数多、效率高、适于高速与恶劣环境运行等优点越来越受到市场的喜爱, 但是其电机本身其非线性与转矩脉动大特点限制SR电机在工业领域的广泛应用[1]。文章中的开关磁阻电机调速系统是以德州仪器公司的TMS320LF28335 为控制器, 响应速度快、具有丰富的I/O口, 能产生16 路的PWM (脉宽调制) , 硬件结构简单。性能优良。SR电机可控参数多、控制灵活, 在对SR电机建立线性模型后, 在不同励磁方式, 可分为三种不同的控制模式:电流斩波控制 (CCC) 、电压斩波控制 (CVC) 、角度位置控制 (APC) [2]。

2 SRD系统结构与特点

开关磁阻电机调速系统 (简称SRD) 由开关磁阻电机、功率电路、控制器以及位置、电流检测装置组成, 如图1 所示。

SR电机是开关磁阻电机调速系统中实现机电能量转换的部件。功率电路把交流电变为电机可接受脉冲直流电, 在SRD系统中, 功率电路具有十分重要的作用。控制器是SRD系统的大脑。电流传感器、位置传感器提供的反馈信息都由控制器进行分析处理, 并据此对电路中IGBT的关断作出判断, 实现对SR电机的控制, 电流检测:检测电机相绕组的电流大小, 实现系统电流反馈信息。位置检测:用绝对编码器检测定转子相对位置, 为控制器作出换相操作及计算电机转速提供信号。

3 三种控制模式

开关磁阻电机可控参数多, 包括电机相电压UK、相电流iK、开通角 θon和关断角角 θoff等参数, 根据不同的矩速区采取不同的控制方式, 通常分为以下三种控制方式:电流斩波控制 (Current Chopping Control, 简称CCC) 、电压斩波控制方式 (Chopping Voltage Control简称CVC) 、角度位置控制 (Angular Position Contro, 简称APC) , 在不同的转速采用不同的控制方式, 下边我们详细介绍我们系统如何实现这三种控制方法。

3.1 电流斩波控制 (CCC)

在启动时或者电机低速运行时, 反电动势较小, 电机绕组电流上升很快并迅速达到峰值, 为了避免过大的电流对IGBT及电机绕组造成损害, 需要对电流峰值进行限定, 因此可以采用电流的斩波控制, 获取低转速下恒转矩的机械特性[3]。

文章设计开关磁阻电机调速系统基于TMS320LF28335 为控制器, 其控制方法:设定相电流的上限值imax与电流下限值imin及相应的电压值Umax与Umin, 然后通过霍尔传感器所获的电流值经过相应的信号调理后转换为电压信号, 采集到的电压信号与设定的电压上下限值进行比较, 如果该电压值大于设定的电压下限值, 功率电路相应导通的功率开关导通, 此时电流随之增大, 电压值也大;在电压信号增大的期间电压信号一直反馈到电路, 当电压值大于到Umax时, 功率电路相应导通相功率开关关断, 电流开始减小, 电压相应的下降。这样反反复复通过IGBT的关断导通将电压值限定在最大值与最小值之间, 相应的其电流限定在我们设定的上下限之间。只要转速限定在我们的设计要求下就就形成了电流斩波图形, 对换相后的绕组仍然采用电流斩波控制。

3.2电压斩波控制 (CVC)

电压斩波控制是固定开通角θon、关断角θoff不变, 对功率开关器件IGBT采用PWM工作模式。我们固定脉冲的周期不变, 通过调节占空比来调整加在绕组两端电压平均值, 从而改变绕组电流有效值大小。增大脉冲频率会使电流波形更加的平滑、电机出力增大、噪声减小, 但对功率开关器件工作频率要求会越来越高, 经济性也随之增加[4]。

在系统中, 霍尔传感器采集到转子的位置信号通过信号调理电路后传到控制器。控制器根据根据霍尔信号计算当前转速做为内环的反馈, 然后对判断下一额阶段A、B、C三相导通关断状态进行判断, 据此推出其开通角与关断角。外环速度换的输出信号作为内环电流环的输入信号。另外, 采集到的电流信号发送到控制器DSP上, 作为转速闭环的实时输入信号。系统PI输出最终会改变PWM波的脉冲宽度。从而改变电机绕组相电流有效值。

3.3角度位置控制 (APC)

角度位置控制是指在绕组电压一定的情形下, 通过改变开通角θon和关断角θoff来改变绕组通电、断电时刻, 调节相电流的波形。从而实现转速闭环控制。

本系统利用DSP定时器捕获单元检测SR电机的位置信号的跳沿, 根据捕获信号计算信号周期与电机转速。同时利用它的比较单元在不受中断的影响下, 按设定角度输出角度位置信号控制脉冲[5]。

对于霍尔传感器传上来的位置信号特别重要。首先位置信号要为角度位置控制提供初始信号, 我们用过DSP计算电机转速也是通过捕获一个周期的位置信号来计算, 所以角度位置控制特别依赖位置信号的实时性。

4 结束语

电流斩波控制适合电机低速运行阶段, 具有简单直接、可控性好的特点。与电压斩波方式相比具有较小的开关损耗、转矩平稳可靠, 适合转矩调节系统。它的缺点明显:斩波频率不固定, 随着绕组电流误差的变化而变化, 不利于电磁噪声的消除。

电压斩波控制适用于高速和低速运行, 系统在有负载扰动时, 会做出较快的动态响应。缺点是低速运行时转矩波动较大。

角度位置控制不适合低速运行, 一般适用于较高转速的控制。角度位置控制的调节转矩范围大, 同时可以通过角度优化使电机在不同负载下保持较高地效率。

参考文献

[1]吴红星.开关磁阻电机系统理论与控制技术[M].北京:中国电力出版社, 2010.

[2]王宏华.开关磁阻电机调速控制技术[M].北京:机械工业出版社, 1999.

[3]王俊利.开关磁阻电机的电流斩波控制[J].电子技术与软件工程, 2013.