同步发展策略（精选十篇）
同步发展策略 篇1
关键词：圆明园,城市价值,可持续发展保护策略
引言:
自1983 年制定的《北京城市建设总体规划方案》将圆明园遗址定位为“遗址公园”以来, 我国对圆明园一直采取的是一种封闭式管理。这种管理方法阻止了城市发展对遗址的继续破坏, 且在一定程度上激发了游客的爱国情绪, 因此在当时的社会背景和城市环境下, 这种管理方式可以说是比较恰当的。然而随着城市和社会发展以及国际上对遗产保护观念的改变, 这种静态管理已经逐渐显现出其局限性。
首先, 作为拥有着最高建筑及园林艺术水平、几百年文化沉淀和历史见证的“万园之园”现今能向游客反映的信息量少得可怜。大多数游客, 甚至是北京城居民, 对圆明园的认知仍是大水法和西洋楼等时滞建筑残迹, 而对其在艺术、生态、文化等领域造诣所知甚少, 对圆明园遗产保护不能充分反映其本身携有的丰富信息和价值;其次, 现今对圆明园“遗址公园”的定位和管理并不能有效激发群众的爱国情感。只有当游客切身感受到圆明园的伟大成就时, 才能真正为它如今的破败荒芜感到心痛可惜;再者, 将一块占地350 公顷的封闭式遗迹公园孤立于北京西北郊建成区中, 打断了该地区空间功能连贯性, 对城市交通、景观绿化、生态系统都产生了较大阻隔。
因此, 对圆明园遗址城市价值进行重新挖掘和认识, 寻找新的符合当代城市发展理念和市民生活方式的保护方式已成为一个刻不容缓的课题。
1. 圆明园城市价值判别
文化遗产是人类生命力和创造力的集中体现, 与其所处区域环境息息相关, 将其还原到区域发展背景中, 才能更好地理解遗产价值、研究保护对策。长期以来, 我们对圆明园遗址保护探讨, 更多是从遗址自身出发, 对遗址所处的北京城发展背景关注不多。研究圆明园遗址与北京城市发展关系, 是更深理解圆明园遗址遗产价值, 进而研究合理保护对策的重要前提。以下试分析圆明园遗址与北京城城市发展之间的关系。
1.1 北京市西北部的生态屏障
圆明园所处的西北郊地区以其得天独厚的山水格局赢得自金、元以来王公贵族的青睐, 争相在这里兴建行宫别苑, 直到清朝中叶, 形成了以“三山五园”为中心, 宫苑密布, 园林荟萃的壮丽格局。“三山五园”是从康熙朝至乾隆朝陆续修建起来的皇家行宫苑囿的总称, 具体是指香山、万寿山、玉泉山、清漪园、静宜园、静明园、畅春园以及圆明园, 延绵二十余里, 规模宏大, 亭阁林立, 流泉飞瀑, 绿树烟云, 是我国古代皇家园林造园艺术达到巅峰的代表, 同时也是北京城历史最古老、规模最大的湿地系统, 并成为分隔山地与平原, 联系城区与郊区的一条重要生态廊道, 这条生态廊道是维持首都生物多样性和生态安全的战略要地。而占地350 公顷的圆明园, 不仅以其宏大的规模和精美绝伦、移天缩地的造园艺术成为“三山五园”之最, 更是以其复杂的水系、优美的景致和丰富的物种, 成为该地区最重要的一个生态结点。
1.2 北京市文化教育功能片区
从雍正始, 清廷政治中心逐步移向圆明园, 几朝皇帝每年三分之二时间都在圆明园度过, 他们在圆明园进行朝会理政、饮食起居、休憩娱乐和研学祭祀活动。圆明园内书楼林立, 儒释道文化兴盛, 园林总体布局和每一处花园的建设都暗含君王治国方略, 以圆明园为首的“三山五园”地区在成为清代政治中心同时, 也成为当时重要的文化中心。鸦片战争爆发后, “三山五园”地区遭到整体破坏, 其政治文化中心地位顷刻崩塌。直到辛亥革命以后, 一批近代院校才重新在此扎根成长, 如今海淀区已发展成为北京市文化、教育、科技的绝对中心, 不仅拥有近百所高校及高等教育机构, 容纳北京市一半以上的大学生, 还有灿若星辰的图书馆、博物馆及各类文化机构, 密集的教育文化类机构、院校、科技园区和高新产业在海淀区交织成一个庞大的文化网络, 为知识的发展和科技文化的创新提供了充裕人才和智力基础, 成为北京城市发展腾飞的核心能源。
1.3 北京市产业职能片区
自古圆明园及其所处的海淀区域便承担了北京城的产业职能, 有着较为成熟的经济产业体系。早在元代建立大都以前, 中都城通往居庸关的大道之一即由海淀经过, 这条商道给这片区域内古老村落带来商机。尤其在清代皇家园林兴建之后, 由于大量园林、别墅和旗营存在, 消费人口庞大, 商业尤为发达, 使一些原有农业村落具有了服务性功能, 海淀成为当时的商业中心之一。1860年西郊园林被英法联军焚毁尤其到八国联军入侵之后, 海淀区商户迁往他处, 这片地区逐渐衰落, 直到清华、燕京两所大学建立, 才添了数十家店铺, 有了几分繁荣。
圆明园建立初期, 为秉承 “重农耕”治国理念, 雍正在圆明园种植大片稻田, 以亲身观稼验农, 粮食产出也满足了园内基本需求。乾隆年间, 圆明园内部设置了买卖街, 成为清代所有御苑中规模最大的皇家宫市, 盛期所设馆肆不少于四五十座, 各种商品花样繁多, 应有尽有。这个时期, 园内农业经济和商业经济都发展较为完善, 自给自足, 既是个完整小社会, 同时和园外的北京城也有商品交流。直至圆明园被入侵列强彻底烧毁, 园内经济随之解体。解放后圆明园遗址范围内进驻了十多个企事业单位, 还形成二十多个居民点, 在园内发展农业生产, 至1985 年正式开园发展旅游业。在圆明园征地过程中, 1700 多园内农民转为工人, 被安排在圆明园遗址公园工作, 他们在指导下结合园林特点有计划地发展农业, 并在园内外适当发展旅游服务业。
2. 正视城市环境的变化
但自设立景区以来, 封闭式管理使圆明园与周边地区乃至城市的整体发展逐渐脱离关系, 同时也失去了体现其完整价值的重要途径。因此寻求与北京城市发展的共赢, 成为新时期圆明园遗址保护问题的主题。然而圆明园所处的海淀区承担的主要城市职能已发生变化, 圆明园遗址保护和发展不应忽视其所处城市环境的改变。
2.1 区域绝对核心地位的丧失
圆明园在被毁灭前, 一直是与紫禁城地位相当的城市政治中心, 是区域的绝对核心, 但如今其政治影响力已随清王朝灭亡而消失。加上其西面的颐和园已成功申报世界文化遗产名录, 影响力超过了圆明园, 因此应正视该现实, 保护圆明园遗址独特的遗产内涵, 强调发展圆明园与其他文化遗产的差异。
2.2 城市自然环境由丰水区转为缺水区
圆明园所处的北京西北郊地区曾是华北降水量最多的地区, 至清朝乾隆年间城市水源系统整治后, 更是为北京城发展提供了丰厚水源。然而随着城市扩张和人口膨胀, 缺水已成为北京城市面临的严峻考验。圆明园中水域面积约140 公顷, 在遗址中占重要地位, 对于圆明园水系的整治和保护除了应注意节水措施的系统性, 还应注重其与周边区域水系的整体性和连贯性。
2.3 城市区位环境由郊区变为城市建成区
上世纪80 年代以前, 圆明园遗址所在区域与北京城市发展相互联系但保持一定独立性, 受城市建设的影响较小。随着北京城市化进程加速和城市扩张, 圆明园遗址城市区位已从郊区变成城市建成区, 这对于圆明园保护和发展来说既是考验亦是重新注入活力的机会, 因此, 如何积极处理城市建设为圆明园遗址带来的各种挑战, 是圆明园保护工作中首要关注的问题。
3. 圆明园遗址保护策略探讨
3.1 培育西部生态系统
圆明园遗址所在的北京西北郊地区, 历来是掌控北京城生态系统命脉的重要区域, 尽管在近代一百多年中所历经的战争创伤和城市化侵占使该地区的生态环境遭到了极大破坏, 近年来生态城市的发展理念使北京市在城市建设中越来越注重城市对生态环境的保护和维护, 西北郊地区的生态系统得到了初步的恢复。首先, 建立城市生物多样性的涵育地, 圆明园遗址内已形成了较稳定的动植物群落, 虽种群珍稀程度不突出, 但庞大的占地面积仍使遗址在城市城区范围内担负着生态多样性涵育的重要职能;其次, 建立城市防灾减灾阵地, 北京城规模的急剧扩张使市政设施等建设不能完全满足城市增长需要, 近年来城市内涝造成了严重后果, 圆明园遗址及周边地区作为北京城传统水源地和生态涵养地, 有条件应对突发自然灾害, 形成城市建成区中防灾减灾的缓冲地带;再者, 构建城市水生态系统的重要节点, 在此基础上完善西北浅山区水生态系统, 并与东部潮白河水生态系统构成北京城整体水生态系统, 形成平衡而成熟的城市水环境。
3.2 构建多维教育基地
圆明园遗址所处的海淀区, 是北京城教育科研文化中心, 而圆明园周边更是名校环绕博物馆林立, 拥有着浓郁的学术氛围和文化环境。再加上圆明园遗址自身的遗产价值丰富, 完全可以发挥其巨大的文化影响力, 构建以修学、治学及爱国主义教育为主要手段的文化基地, 使之成为海淀区甚至北京市中一个举足轻重的文化结点, 以适应该地区在城市中所承担的文化功能要求, 并充分而持续地向社会输出自身价值。
3.3 营造“开放型”社区
圆明园遗址的本质属性是文化遗产, 这决定了对圆明园的保护终需走向开放性。文化遗产保护的理论和实践都强调, 文化遗产需要更积极地融入普通民众的日常生活中, 只有真正得到广泛的公众参与, 遗产才能长久得到保护。调动公共参与的积极性, 重点在于采取更开放的管理方式, 建设开放型的国家公园。首先, 应改变资金主要来源于门票和财政补贴的方式, 建立更合理的资金来源体系;第二, 应加强遗址与同城、同类文化遗产的联系, 建立广泛合作和交流;最后, 应将圆明园纳入北京城公共空间体系, 增强与城市空间及功能的有机结合, 拉进与市民生活的距离。
消除圆明园和周边区域的隔阂, 使之更好地参与到城市发展的动态过程中, 让它成为当地住民社区生活的一部分。
4. 结语
圆明园遗址保护需要城市的参与, 动态发展地理解遗产保护的核心理念, 重视城市因素对遗址的影响, 发挥遗址的城市遗产价值, 是对其保护原则的重要补充。圆明园遗址保护和城市发展是息息相关、相辅相成的, 遗产保护应符合城市发展需求, 而城市发展亦应注重维护遗产所处区域的文化、生态和艺术环境, 同时, 在不破坏遗产原真性的基础上, 使圆明园遗址得到价值体现最大化, 并最大程度与城市发展和现代文明进程相适应。
参考文献
[1].岳升阳.颐和园、圆明园周边地区的历史文化与区域改造[J].联合大学学报, 2004.03.
[2].宋章海, 韩百娟.强化社区参与在我国遗产旅游地中的有效作用[J].地域研究与开发, 2007.
[3].何重义.对圆明园造园艺术的再认识[J].古建园林技术, 2009.
同步发展策略 篇2
尽管城市规划和土地规划系分属两个不同领域的规划，它们在很多方面都存在不同之处。然而在当今国民经济发展的大环境下，城市规划和土地规划的发展却是统一的，土地的正确规划系城市规划得以顺利进行的基础和保障，而科学的城市规划则有利于土地规划的完善。所以我们在进行城市发展的过程中，理应把城市规划与土地规划综合起来，采取一系列行之有效的措施，实现城市规划与土地规划的双赢。
一、促进城市规划及土地规划同步发展应遵循的原则
弹性原则。不管是城市规划还是土地规划，它们均会受到市场因素变动的影响，所以相关部门在进行土地规划及城市规划制定的过程中理应留有充足的空间以更好适应市场的变化。鉴于市场的变化是不规律的，因此城市规划及土地规划的变化也应以时间、地点及环境的不同为依据进行变化。
协调原则。人们在制定整个城市的发展规划时，必须给予城市规划及土地规划的协调性充分的重视，万不可出现仅注重城市规划而无视土地规划的情况。此外，我们在制定土地规划的过程中也应充分考虑城市规划。惟有如此，城市规划及土地规划的同步发展才能得以实现。
多元化原则。为了更好地实现城市规划与土地规划的同步发展，我们在协调城市规划和土地规划的基础上还应对这两种规划的目标有一个大致的认识。在进行规划的拟定时不可仅重视经济效益，还应给予其社会环境及环境效益等多种效益充分的关注，以实现社会效益的最大化。
整体原则。相关部门在进行土地规划及城市规划的制定时，理应从整个社会发展大局着眼，重视经济的发展。在把握全局方向的基础上进行两种规划的制定，如此才能协调好城市规划与土地规划，促进经济的可持续发展。[2]
实用原则。无论是城市规划，还是土地规划，其规划的制定理应与本地区的实际情况相符，因此相关部门在进行城市规划及土地规划拟定的过程中理应将本地区的特点融入规划之中，如此制定出来的规划才更具说服力，才能实现推动本地区经济及社会发展的目的。[3]
二、城市规划及土地规划发展现状分析
在中国现行的国民经济发展机制中，城市规划与土地规划分属不同的行政部门管辖。制定城市规划的部门与制定土地规划的部门属同级部门，两部门各自为政，很少进行沟通与交流。此种因素的存在导致了城市规划与土地规划无法协调统一，发展脱节局面的出现。
导致当前城市规划和土地规划无法同步发展的原因主要有如下三个部分：其一，某些地区过度看重城市规划，无视土地规划，致使城市土地资源利用不恰當，土地价格频繁波动的情况出现；其二，某些地区重土地规划、轻城市规划的现象特别严重。鉴于政府过度重视土地规划，将大部分城市土地定为商用，住宅用地亦是如此，最终导致城市规划与实际情况不相符，土地规划与城市规划无法共同发展的局面出现；其三，城市规划理应具有安全、经济及美观这三大特点，然而中国城市规划中却经常出现老城区内建新城区及工业区内建住宅区的情况，这种城市布局是特别不合理的，它不利于城市土地资源利用率的提升，同时还将阻碍城市的协调发展。
三、促进城市规划和土地规划同步发展的具体措施
推行总体规划，改进土地资源利用措施。房地产业的发展对于城市建设的发展而言起着至关重要的作用，为了更好地促进土地资源使用率的提升，城市建设规划必须给予城市整体规划应有的重视，同时还应制定以优化土地资源使用率为目的的科学规划。如果我们想促进城市规划和土地规划可协调性的提高，那么政府部门就理应加强规划的合理性及科学性，此外还应加大规划的审批力度，防止重复规划及规划失灵局面的出现。
努力进行老城区改革，创建新城区。在当前的城市发展中，老城区改革、新城区创建已然变成了城市规划的关键内容。为了在新城区创建及老城区改革的过程中更好地促进土地资源使用率的提升，相关部门必须站在城市规划及土地规划的双层角度上思考土地的使用问题，并尽可能使用老城区资源，使其得到合理的利用，为土地资源的节约打下牢固的基础。此外，鉴于目前人们对地下土地资源的利用还特别少，因此我们在进行城市的发展时还应主动开发地下资源，创建地下商场及地下轻轨等建筑，促进城市服务功能的提升。
创新制度，推动城市规划与土地规划的同步发展。为了更好的推动城市规划与土地规划的同步发展，政府理应出台一系列新型制度，以更好地适应社会的发展。其一，政府应创新相关的法律规定，尤其是应尽快出台《土地规划法》，以更好地保障土地实际规划的开展，使土地规范及城市规划均可受到法律制度的保障，为两大规划的同步发展提供法律保障；其二，相关部门应创新管理制度，采用将两大规划拟定部门合而为一的方式促进规划执行力度及社会经济效益的提升，为两大规划的同步发展提供管理保障；其三，政府应创新环境制度，跳出传统的以行政为主，市场为辅的管理模式。提倡以市场运行为主，行政干预为辅的管理方式，为两大规划的同步发展提供环境保障。
总而言之，城市规划与土地规划虽分属不同部门管辖，然而它们之间却有着千丝万缕的联系。城市规划的发展离不开土地规划的成功，土地规划的前进也离不开城市规划的胜利，二者相辅相成，互相促进，任何只注重某一规划的做法必然是无法得到长久的效益，因此为了更好地促进我国经济的发展，我们在进行城市发展的过程中理应统筹城市规划及土地规划，实现两大规划的同步发展，最终推动中国社会的可持续发展。
同步发展策略 篇3
随着我国西电东送战略的实施, 加之我国的能源与经济发展成逆向分布, 采用固定串补和高压直流输电是实现火电机群大容量、远距离输电的必然趋势。然而, 与火力发电厂电气距离较近的串补输电线路会诱发较为严重的次同步谐振问题。而直流输电系统整流侧控制器与相邻火电机组之间的相互激励也会存在次同步振荡问题。这两种方式都可能引起汽轮发电机组的轴系扭振, 导致发电机组大轴的损坏, 以下将这两种现象统称为次同步振荡 (SSO) 。
近年来, FACTS装置以其灵活的控制性能、快速的动态特性, 受到了次同步振荡研究人员的广泛关注[1], 并对TCSC、SVC等基于晶闸管半控型功率器件的FACTS装置进行了仿真及工程应用[2,3,4,5,6,7,8]。然而, 这类FACTS装置多采用相控方式, 存在响应速度慢、次同步调制能力差的缺陷。随着IGBT、GTO等全控型功率器件的应用, 基于电压型逆变器 (VSI) 拓扑结构 (如SSSC, STATCOM等) 的FACTS装置进入抑制次同步振荡的研究领域[9,10,11,12,13,14]。然而目前的研究中, 多是以调节线路潮流分布和无功补偿为主要功能, 以附加阻尼控制抑制SSO作为辅助功能。这类装置通常距离存在SSO的发电机组较远, 抑制效果有限。采用以输出次同步分量为主的控制方式是解决SSO问题的最有效措施, 也是利用全控型FACTS装置抑制SSO的发展趋势。
本文提出基于并联电压型逆变器的次同步电压调制策略专门用于抑制次同步振荡;利用复转矩系数法推导了其阻尼由串补引起的SSO的原理;采用dq解耦的控制策略对VSI的控制器进行了设计;针对IEEE第一标准模型, 采用测试信号法对接入该抑制装置前后的系统阻尼进行了对比分析;通过时域仿真的方法验证了该控制策略抑制SSO的有效性。
1 抑制SSO的机理分析
目前系统中所采用的基于VSI的FACTS装置主要用于为系统提供无功功率, 支撑系统电压以及提高输电系统的功率输送能力, 如SSSC、STATCOM、UPFC等, 因此一般选择装设在线路的中间位置, 以发挥其最大的功能。采用该种接线方式时, 仅常规的电压控制方式不能提供合适的正阻尼来抑制次同步振荡, 需在其控制器中附加阻尼控制环节。输入信号取线路电流的次同步分量, 或通过wams技术测取发电机组的加速功率信号[15];专门用于抑制发电机次同步振荡的VSI可以通过变压器并联接到发电机的出口母线或发电机升压变压器的高压侧, 以便于获取包含发电机全部扭振模态的转速偏差信号, 从而获得更好的抑制效果。本文针对IEEE第一标准模型的系统结构, 基于由串补引发的SSO, 对该接线方式提供的阻尼特性进行分析, 从而说明其抑制原理。系统接线如图1所示。
1.1 抑制装置未接入时的电气阻尼
图2为单机无穷大系统的线性化等效电路, 其中R与L′分别为发电机出口变压器及线路的电阻与电感;C为线路串补电容值;gr与gL为发电机等值电阻及电感。
发电机组的轴系按照其某一自然扭振频率进行振荡时, 设其功角偏差为Δϕ=Asin (ωmt) , 发电机转速偏差为Δω=Δϕ=Aωmcos (ωmt) 。在未接入VSI时, 若次同步频率ω0-ωm下线路发生谐振, 则相应产生的αβ坐标系下次同步电流可表示为
式中:ψ0为发电机主磁链;θs为接入点电压初相位。经线性化后的电磁转矩方程可近似表示为
将式 (1) 代入式 (2) 中, 化为ΔTe=KeΔθ+DeΔω的形式[16], 从而可以得到近似的电气阻尼系数 由此可见, 在未接入VSI时, 当发电机轴系的扰动频率与系统的谐振频率互补时, 系统呈现负的电气阻尼。
1.2 抑制装置接入后引入的电气阻尼
当在发电机机端接入用于抑制次同步振荡的VSI时, 它可以等效为一个按照一定控制方式作用的次同步电流源, 该电流源产生的次同步电流主要由VSI输出的次同步电压与连接变压器的阻抗所决定。此时利用叠加定理, 不考虑发电机引起的次同步电动势的作用, 系统的等效电路结构如图3所示。
为减小装置产生的谐波, 通常采用SPWM对电压型逆变器的全控型开关器件进行控制[17]。
以单相为例, 假设SPWM的调制信号为
式 (3) 中:ω0=2πf0为系统的基波角频率;f0为系统的基波频率;Uc为控制信号的峰值;θc为控制信号的初相角。采用三角波作为载波信号, 频率为fs, 峰值为Utri。利用控制信号对载波信号进行调制, 产生所需要的开关动作信号。其中开关动作的频率由载波信号, 即三角波信号的频率决定 (这里为fs) ;VSI输出电压的基波频率等于调制信号的频率f0, 并且与调制信号波形同相位;VSI输出电压的峰值由直流侧的电容电压Udc及调制波信号与载波信号峰值的比值共同决定, 由此VSI输出电压的基波分量可以表示为
式中, 为幅值调制率。
通过对VSI控制器的设计, 可以在控制信号的波形中加入频率与发电机轴系扭振频率互补的正弦分量, 控制信号可以表示为
式中:m为次同步频率电压分量的幅值;ωm为发电机组轴系某一扭振模态频率;γ为次同步频率电压分量的相位。利用该控制信号对三角波载波信号进行SPWM调制后, VSI的输出电压中除含有基波分量外, 还存在互补频率的次同步电压分量, 则忽略谐波分量的输出电压为
式中, 为互补频率次同步电压分量的幅值调制率。
设系统电压为us=Ussin (ω0t+θs) , 忽略连接变压器的电阻, 可以得到系统流入VSI的电流为
式中: 为由VSI0 s0 sL L产生的基波电流分量; 为频率与相应扭振频率互补的次同步电流分量。
根据式 (7) 可以得到在αβ坐标系下由VSI产生的次同步电流分量为
若系统在次同步频率ω0-ωm下发生谐振, 此时由于VSI以次同步电流源的形式并入发电机机端, 且发电机电抗远小于系统电抗 (包括发电机出口变压器的漏抗与线路电抗) , 在经过线路电阻R和发电机电阻gr分流后, 一部分次同步电流流入发电机定子绕组中, 该电流分量可表示为
将式 (9) 代入式 (2) 中, 经整理后仍可化为ΔTe=KeΔθ+DeΔω的形式, 从而可以得到由VSI并入系统后引入的电气阻尼系数为
由式 (10) 可以看出, 当cos (θs-γ-π) >0时, VSI向系统提供正的电气阻尼。在系统参数及控制器参数一定的情况下, 当VSI接入点的系统电压与SPWM调制信号中的次同步电压分量, 即VSI输出的次同步电压分量反相位时, 此正阻尼达到最大。
当满足cos (θs-γ-π) >0时, VSI提供给系统的正阻尼的大小主要受到以下几个因素的影响:
1) 变压器漏抗 (sL) 。VSI通过连接变压器接入系统, 连接变压器的漏抗越小, VSI输出的次同步电流的变化率越大, 抑制次同步振荡的响应速度越快;
2) 发电机参数与系统结构 (R和gr) 。在其他参数不变的情况下, 系统侧的电阻越大, 由VSI产生的次同步电流分量流入到发电机定子绕组的部分就越大, 从而由这部分次同步电流产生的抑制次同步振荡的阻尼转矩就越大。
3) VSI的直流电压 (Udc) 及控制器参数 (am′) 。直流电压Udc及次同步分量的幅值调制率am′决定了VSI输出电压次同步分量的幅值, 从而决定了VSI注入系统的次同步电流的大小。
由式 (7) 可知, VSI所产生的电流中除了含有抑制次同步振荡所需的次同步分量Δi外, 还包含有基波分量i0。从i0的表达式中可以发现, 在理想条件下, 适当加以控制, 满足式 (11) 可以使得这部分基波分量值为零, 此时VSI在没有发生次同步振荡时接近零输出状态, 可以在稳态情况下减小对发电机组的影响。
但由于高次谐波的存在, 为了补偿控制器的开关损耗, 维持直流侧的电容电压, 系统必须向VSI提供一定的功率。当设计合理时, 此功率可以达到最小。
2 抑制SSO的次同步电压调制策略
当系统阻尼较弱, 甚至呈现负阻尼时, 受到扰动以后次同步振荡发散速度较快, 因此抑制装置也需要有较快的响应速度, 本文提出的次同步电压调制策略采用dq解耦控制。
忽略VSI产生的谐波分量及变压器电阻, 在ABC三相坐标系中, 系统与VSI之间的电压方程为
式中:us A、us B、us C为VSI接入点的系统三相电压瞬时值;ui A、ui B、ui C为VSI输出的三相电压瞬时值;i A、i B、iC为系统流入VSI的三相电流瞬时值。经dq变换后, 电压方程变为
由公式 (13) 可以看出, d轴电流与q轴电流的大小都会受到彼此的影响, 不能够实现完全的解耦控制。现引入变量Δud、Δuq满足式 (14) 。
为实现对d轴电流与q轴电流的稳态无差跟踪控制, 在实际的控制中, 采用比例积分控制方式。因此可定义公式 (15) 。
式中:Δid=id-id_ref;Δiq=iq-iq_ref;id_ref为VSI输出电流d轴分量的参考值;iq_ref为VSI输出电流q轴分量的参考值;kp1、kp2、ki1、ki2为d、q轴电流PI控制器的比例、积分常数。
将式 (15) 带入式 (14) 可得到式 (16) 。
由此可实现VSI输出dq轴电流的完全解耦。
若公式 (15) 参考电流的d轴或q轴分量按照某一轴系扭振频率变化, 在公式 (14) 的电压d轴或q轴分量中也将含有相应频率的次同步分量, 经dq-abc变换后, 三相电压中将含有与轴系扭振频率互补的电压分量。经SPWM调制后, VSI的输出电压中除含有工频电压外, 同时输出互补频率的三相次同步电压。图4为专用于抑制次同步振荡的VSI的控制框图。
综上, 由于VSI在运行过程中存在开关损耗, 因此在不加控制的情况下, 直流侧电容器两端的电压会发生波动, 影响VSI的运行特性并危害功率器件的绝缘。为此将直流侧电容电压的偏差信号作为控制器d轴的外环输入信号, 经PI调节后形成内环d轴电流指令值, 从而通过控制系统与VSI之间流过的d轴电流补偿装置内部的开关损耗, 维持电容电压恒定。
为避免对d轴电压控制特性产生干扰, 同时简化控制器设计的复杂度, 采用q轴单环引入轴系扭振频率分量的方式。经PI调节后形成内环q轴电流指令值, 通过反馈控制, 不断调节调制波电压中的次同步分量, 从而调节VSI实际输出的次同步电压分量, 进而产生所需要的阻尼发电机次同步振荡的次同步电流。
3 仿真分析
基于IEEE第一标准模型[18], 对VSI抑制SSO的效果进行仿真分析。系统接线及线路参数如图5所示。VSI采用三相两电平结构, 直流侧电容值为300μF, 直流侧参考电压为20 k V, 经过连接变压器并联接入发电机出口母线。VSI控制器的PI参数如表1所示。
发电机轴系采用单刚体模型, 利用测试信号法对VSI投入前后系统的电气阻尼特性进行分析, 图6为投入VSI前后折算到发电机转子侧的频率电气阻尼特性。可以看出, 未投入VSI时 (实线) 系统在20 Hz附近 (发电机转子侧扭振频率) 存在较大的负阻尼, 投入VSI后 (虚线) 发电机电气阻尼特性得到较大的提升, 特别是在扭振频率附近存在一个极大值, 具有较大正阻尼。
利用时域仿真法对VSI的SSO抑制效果做进一步验证。此时, 发电机轴系采用六质量块模型。仿真开始5 s时, 在图6中所标注故障点设置三相金属性接地故障, 持续时间为0.1 s。VSI投入前后各质量块之间的转矩振荡曲线如图7和图8所示。
由图7可知, 在未投入VSI时, 发电机组轴系质量块转矩趋于发散, 其余质量块转矩振荡虽然收敛, 但收敛速度较慢;而图8指出, 在投入VSI的系统中, 故障发生后, 在VSI的抑制作用下, 各质量块轴系转矩的振荡迅速收敛, 系统最终趋于稳定, VSI的抑制效果显著。由图9可以看出, VSI输出的q轴电流分量 (虚线) 能够很好地跟踪控制器的q轴参考电流 (实线) , 控制效果较好。
4 结论
本文提出了基于并联电压型逆变器的次同步电压调制策略专用于抑制次同步振荡, 利用复转矩系数法推导出了采用该控制策略的VSI抑制由串补引发的SSO时提供的近似电气阻尼, 结果表明:当VSI接入点的系统电压与电压型逆变器输出的次同步电压分量反相位时, VSI向系统提供最大的正电气阻尼。对影响该阻尼大小的相关因素进行了分析。在dq坐标系下对VSI的控制器进行了设计, 通过解耦控制, 实现SSO抑制和直流侧电压稳定的目标。针对IEEE第一标准模型, 分别采用测试信号法及时域仿真法进行了仿真分析, 结果表明, 这种控制策略对次同步振荡的抑制效果显著。
摘要：针对并联接入系统的电压型逆变器提出一种专用于抑制次同步振荡的次同步电压调制策略。基于复转矩系数法推导了采用该方式抑制由串补引发的次同步谐振时提供的近似电气阻尼。分析结果表明, 当接入点系统电压与电压型逆变器输出的次同步电压之间的相位差满足一定条件时, 可使得逆变器提供正的电气阻尼。分析了影响此正的电气阻尼大小的相关因素。利用dq变换对电压型逆变器的控制器进行了设计, 通过解耦控制, 实现了抑制次同步振荡、维持逆变器直流侧电压的目的。测试信号法及时域仿真法的仿真结果表明, 这种基于并联电压型逆变器的次同步电压调制策略能够有效阻尼系统的次同步振荡。
同步发展策略 篇4
关键词：永磁同步发电机；空间矢量脉宽调制；调制比；载波比；谐波损耗
中图分类号：TM315 文献标识码：A
文章编号：1674-2974（2016）10-0087-07
Abstract：Permanent magnet synchronous generator is directly connected with PWM converter in the wind power system based on direct-driven permanent magnet synchronous generator， which results in the increase of the stator losses of the permanent magnet synchronous generator， and even leads to the irreversible demagnetization of permanent magnet materials. To solve this problem， this paper analyzed the influence of amplitude modulation radio and frequency modulation radio on eddy current losses and stator losses of permanent magnet synchronous generator under SVPWM modulation. Finally， this paper compared the results of AnSoft simulation and Fourier analysis with the results obtained from the calculation models of this paper， which verifies the correctness of the calculation model proposed. The calculation models presented have reference value for setting proper amplitude modulation radio and frequency modulation radio under SVPWM modulation. This can ensure the safe operation of the permanent magnet synchronous generator.
Key words：PMSG； SVPWM； amplitude modulation radio； frequency modulation radio； harmonic losses
永磁同步发电机具有效率高、维护方便、控制性能优越等优点[1-2].因此，直驱式永磁同步发电技术逐渐成为余热发电、测量传动等领域研究的焦点并得到广泛应用.
但对于直驱式永磁同步风力发电系统而言，永磁发电机与PWM变流器直接相连，使永磁同步发电机谐波含量增大，引起永磁同步发电机发热，甚至会导致永磁材料不可逆去磁[3-4].因此对永磁同步发电机损耗的研究变得越来越重要.
文献[5]分析了电机控制策略对电机损耗的影响，并提出矢量控制可以减小电机的损耗.文献[6-7]在此基础上，对基于id=0矢量控制下永磁电机的损耗进行了分析，提出id=0控制中id值与永磁电机的损耗大小之间的关系.文献[8]同时兼顾矢量控制和电机损耗，对基于id=0矢量控制下永磁电机运行不同工况下的各区域损耗进行有限元分析.上述文献具有较强的工程实用性，但文献均没有考虑矢量控制中调制参数对永磁同步发电机损耗的影响.
PWM调制会在电机中产生较大的谐波电流，从而使得电机定子磁动势中的时间谐波增大，产生很多相对于定子以不同速度旋转的谐波磁场，导致定子铁心损耗增加.因此，对SVPWM调制下谐波分析是必要的.本文在上述文献的研究基础上，分析了基于矢量控制的SVPWM调制策略下，调制比与载波频率对永磁同步发电机各区域损耗的影响，并应用AnSoft联合仿真对SVPWM调制策略下调制比与载波频率对永磁同步发电机谐波损耗影响的规律进行了研究.最后搭建了实验平台，将实验结果与 AnSoft联合仿真进行有限元数值计算的结果进行了对比，验证了本文仿真结论的正确性.
2 永磁同步发电机谐波分析计算模型
2.1 永磁同步发电机谐波铜耗计算模型
电机运行时，定子绕组趋肤效应使导线的有效截面积减小，从而导致导线的等效电阻增加，特别是在高频情况下，导线的电阻会随着频率的增加而显著增加[10-11].基于矢量控制的SVPWM调制策略下，永磁同步电机谐波频率较高，为准确计算铜耗，趋肤效应还应考虑不同频率下的电阻增加系数.因此，永磁同步发电机谐波铜耗为[12]：
3 SVPWM调制下发电机损耗分析
3.1 仿真参数及AnSoft有限元模型
本文分析的永磁电机参数如表1所示，由于电机磁场呈周期性变换，为了研究SVPWM调制下设置不同调制比与载波频率时，永磁同步电机损耗变化规律及所占比例，本文采用有限元分析软件建立电机的1/8模型进行分析，模型如图3所示.
为了研究SVPWM调制下设置不同调制比与载波频率时，永磁同步电机定子铁心各区域损耗的变化规律，本文对电机铁心进行区域划分，将其分为齿顶、齿身、齿根、齿轭4部分，其模型如图4所示.
设置不同调制比与载波频率时永磁同步电机铁耗分布云图如图5所示.
根据上述仿真参数及模型，分别计算f=5 kHz，M=0.6，0.7，0.8，0.9及M=0.85，f=3 kHz，4 kHz，5 kHz几种情况下永磁同步发电机定子电流，铁耗、铜耗及转子铁心损耗与涡流损耗，并研究了损耗随调制比与载波频率的变化规律.
3.2 调制比对谐波损耗的影响
直驱式永磁风力发电系统中，为保证机侧整流器采用SVPWM调制时处于线性可调制状态，则机组直流母线电压Edc与发电机线电压幅值Ug之间必须满足以下关系[13]
保持载波频率f=5 kHz不变，M=0.6，0.7，0.8，0.9不同情况下，发电机定子电流及FFT电流畸变率分析结果如图6所示.
对比图6（a）～（d）， 根据定子电流波形及损耗随M=0.6，0.7，0.8，0.9变化的规律可以看出，随着调制比的增大，发电机定子电流的幅值逐渐减小，发电机定子电流畸变率也略有减小.但调制比变化主要影响发电机定子电流的幅值，而对电流的畸变率的影响很小.
保持载波频率f=5 kHz不变，分别设定不同的调制比M=0.6，0.7，0.8，0.9，利用AnSoft计算发电机损耗的结果如表2所示.
综合图6与表2可知，当载波频率一定时，随着调制比的增大，由于发电机定子电流的幅值及畸变率均减小，因此， 当载波频率一定时，随着调制比的增大发电机的定子、铜耗、转子损耗也减小.
由图7所示不同调制比下损耗分布的情况可知，发电机铜耗占发电机额定功率的比重最大，为1.5%左右.而综合图6与表7可知，由于调制比变化主要影响发电机定子电流的幅值，而对电流的畸变率的影响很小.因此，图7中调制参数M每增大0.1对铜耗的变化最大.
3.3 载波频率对谐波损耗的影响
保持载波频率M=0.85不变，在f=3 kHz ，4 kHz，5 kHz不同情况下，分析了发电机定子电流及FFT电流畸变率，其分析结果如图8所示.
对比图8（a）～（c）可知，随着载波频率的增大，发电机定子电流畸变率增大，相比图6，载波频率变化对发电机定子电流的幅值没有影响.
保持调制比M=0.85不变，分别选取载波频率f=3 kHz ，4 kHz ，5 kHz，针对不同的f取值，计算电机各部分的损耗，其结果如表3与图9所示.
综合表3与图9可知，当调制比一定时，随着载波频率的增大，发电机的定子铁耗、铜耗、转子损耗均减小.对比f=3 kHz，kHz，5 kHz不同载波频率下损耗的大小可以看出，发电机铜耗占发电机额定功率的比重最大，为1.4%左右.但由于载波频率主要影响定子电流的畸变率，因此载波频率对定子铁心损耗与转子损耗的影响最大，对铜耗的影响最小.
4 结 论
本文应用AnSoft联合仿真进行有限元数值分析研究了基于矢量控制的SVPWM调制策略下，调制比与载波频率对永磁同步发电机各区域损耗的影响.结果表明，调制比与载波频率增大，永磁同步发电机的铁耗、铜耗及转子损耗均减小.当载波频率一定时，调制比每增大0.1对发电机铜耗的影响最大；而调制比一定时，载波频率每增加1 kHz，对发电机铁耗及转子损耗的影响最大.本文的研究结果为SVPWM调制策略下设定合理的调制比与载波频率以保障永磁同步发电机的安全提供了参考.
参考文献
[1] DATTA R，RANGANATHAN V T.Variable-speed wind power generation using doubly fed wound rotor induction machine-A comparison with alternative schemes [J].IEEE Transactions on Energy Conversion， 2002， 17（3）：414-421.
[2] 凌禹，张同庄. 变速风力发电系统控制技术综述[J].电力自动化设备，2008，28（3）：122-125.
LING Yu， ZHANG Tong-zhuang . Summary of control algorithms for variable- speed wind power generation[J]. Electric Power Automation Equipment， 2008，28（3）：122-125.（In Chinese）
[3] FOULADGAR J， CHAUVEAU E. The influence of the harmonics on the temperature of electrical machines[J]. IEEE Transactions on Magnetics，2005， 41（5）：1644-1647.
[4] 韩力，谢李丹，张桂娟.变频器参数对永磁同步发电机定子损耗的影响[J].电机与控制学报，2010，14（12）： 75-81.
HAN Li， XIE Li-dan，ZHANG Gui-juan.Influence of converter parameters on stator losses of permanent magnet synchronous generator[J]. Electric Machines and Control， 2010， 14（12）： 75-81.（In Chinese）
[5] YAMAZAKI K， ABE A. Loss analysis of interior permanent magnet motors considering carrier harmonics and magnet eddy currents using 3-D FEM[C]//Electric Machines and Drives Conference， 2007：905-909.
[6] 邹继斌，李建军，徐永向，等. 驱动方式对永磁无刷直流电机损耗的影响 [J]. 电工技术学报，2011，26（9）： 44-47.
ZOU Ji-bin， LI Jian-jun， XU Yong-xiang， et al. Influences of drive strategies on the loss of permanent magnet brushless direct current motor [J]. Transation of China Electro Electrotechnical， 2011，26（9）： 44-47.（In Chinese）
[7] MADEMLIS C， MARGARIS N. Loss minimization in vector-controlled interior permanent magnet synchronous Motordrives[J].IEEE Transactions on Industrial Electronics，2002，49（6），1343-1347.
[8] 伶文明，朱晓锋，贾建国，等. 时间谐波对永磁同步电机损耗的影响规律[J]. 电工技术学报， 2015，30（6）：60-69.
TONG Wen-ming， ZHU Xiao-feng， JIA Jian-guo， et al， Influence law of additional losses induced by time harmonic in permanent magnet synchronous motors[J].Transation of China electro Electrotechnical， 2015，30（6）：60-69.（In Chinese）
[9] TOMMASO A， MICELI R.Efficiency control for pemanentmagnet synchronous generators[C]//IEEE lntemational Conference on lndustrial Technology MumbaiIndia2006.
[10]孙立.基于DSP的SVPWM逆变器的研究[D].贵州：贵州大学电气工程学院，2006.
SUN Li. Research of SVPWM converter based on DSP [D].Guizhou： Guizhou University，2006.（In Chinese）
[11]杨贵杰，孙力，崔乃政，等.空间矢量脉宽调制方法的研究[J].中国电机工程学报，200l，21（5）： 79-83.
YANG Gui-jie，SUN Li， CUI Nai-zheng，et al. Study on method of thespace vector PWM[J]. Proceedings of the CSEE， 2001，21 （5 ）： 79-83.（In Chinese）
[12]胡茄，罗应立，李志强，等.永磁电动机不同运行条件下的损耗研究[J]. 中国电机工程学报，2009，13（1）：11-16.
HU Jia，LUO Ying-l i，LI Zhi-qiang，et al.Investigation of losses permanentm agnet synchronous motor under differen operation conditions[J]. Proceedings of the CSEE， 2009，13（1）：11-16.（In Chinese）
[13]黄平林，胡虔生，崔杨，等.PWM逆变器供电下电机铁心损耗的解析计算[J]. 中国电机工程学报，2007， 27（12）： 19- 23.
HUANG Ping-lin， HU Qian-sheng， CUI Yang，et al. Analytical calculation of the iron losses of electric machine fed by PWM inverter[J]. Proceedings of the CSEE，2007， 27（12）： 19-23.（In Chinese）
[14]BOGLIETTI A， Andrea CAVAGNINO A， Dan M IONEL D M. A general model to predict the iron losses in PWM inverter fed induction motors[J]. IEEE Transactions on Industry Applications， 2010， 46（5）： 1882-1890.
同步电机变频起动策略研究 篇5
因同步电机具有功率因数高、转速不随负载变化、运行稳定性高等优点,故很多低速、大功率的恒速负载通常采用同步电机作为驱动源;但它最大的缺陷是起动困难,不能直接起动。
实践证明[1],同步电机使用变频起动能消除对电网的冲击,并能减轻施加在电机和驱动装置上的机械压力,同时变频起动还能连续调节电机的速度,有利于提高起动过程中的控制精度和电网利用效率。
2 同步电机起动特点分析
同步电机的定子旋转磁场与转子旋转磁场(机械旋转)的角度差θ是不固定的,随着负载的变化而变化。当在某一个固定负载下稳定运行,其θ角保持不变;空载时,θ=0;负载越大,θ角越大。同步电机与异步电机最大区别是,同步机有一个绝对硬的机械特性,即转速不随负载变化,但是同步电机也存在失步的危险,即θ角一旦大于60°-90°时,同步机则会失步而停止。在端电压(电源频率)、感应电势及负载力矩一定的条件下,同步电机以某一定的功率角θ和同步转速旋转。若这几个参数之一有突变或周期性变动,则功率角θ随即变动到相应的位置。但是由于同步电机转子有惯性,不可能立即由θ1变到θ2,需震荡若干次,才能稳定在θ2位置。例如,电源频率f突变时,因为转子的运动状态不能跟随应变,功率角θ将在新位置摆动若干次,最后稳定在新的θ值上。图1所示模拟了震荡过程。两轴(定子旋转磁场和转子磁极磁场)之间由一个弹簧联系。弹簧强度代表同步电机的短路比和电压值,弹簧的力代表电磁力矩;OA表示定子总磁势轴,OB表示转子上d轴;空载时,OA和OB重合,θ=0;正常负载时,OA和OB有夹角,同步电机振荡,θ<(60°-90°);负载越大,功率角θ也增大。当负载加重时,弹簧被伸长,θ角加大;当负载超载时,弹簧被拉断,θ>(60°-90°);同步电机失步停机[2]。
同步电机的优点是:通过调节励磁电流,可以提高功率因数。通常使同步电机工作在过励磁状态,从电网吸取超前的无功功率,可改善电网的功率因数,在不需要调速的场合采用同步电机驱动非常合适。
由同步电机的原理可知:只有在同步运行状态时才有平均电磁转矩;在非同步转速下,转子与定子合成磁势存在相对运动,转子磁极受到正负变换的转矩作用,平均电磁转矩为零,电机不能稳定运行。起动过程是电机转子转速从零开始增大的过程,是非同步运行转态,同步电机的电磁转矩平均值为零,不能使转子加速,所以同步电机不能自行起动。针对同步电机的以上特点。在使用变频原理方面,有以下两种变频起动方法:异步起动和同步起动。
3 变频起动原理
对于同步电机来说,转子速度为:
而对于异步电机来说,转子速度为
其中,n0为同步转速,n为转子转速,f为电源频率,P为极对数[3]。
由式(1)、(2)可知,当极对数P不变时,转子转速n和电源频率f成正比。因此连续地改变供电电源的频率,就可以平滑地调节电机的转速。式(2)是同步电机在进行异步起动时转子转速和频率之间的关系。在这种情况下,同步电机相当于异步电机。后面3.1将介绍到。
电源频率的改变必然会引起电机其它参数的变化,电机参数的变化又会影响电机的性能。一般生产过程中,希望调速过程中保持电机的过载能力不变,即保持最大转矩不变。
同步电机的最大转矩Tm为:
其中,Tm为最大转矩,u为定子电压,f为电网频率,C为常数。
由式(3)可知,在改变频率的同时,相应地改变定子电压,使u/f不变,即保持磁通不变,就能保持最大转矩Tm不变。
3.1 异步起动原理
同步电机转子磁极表面上一般要安装阻尼绕组,作用相当于鼠笼型电机的导条,在起动过程中会产生异步转矩。所不同的是同步电机还要考虑励磁控制问题,在异步起动时,励磁回路中不能接入励磁电流,但励磁绕组也不能开路,通常是将其励磁绕组经由一个电阻短接。随着频率的升高。当电机在异步转矩作用下加速到一定转速后,用开关将同步电机由起动装置切换到电网,同步电机需加速到亚同步转速以上时,再对励磁绕组通以直流电流,产生同步转矩,将电机牵入同步运行,起动过程结束。
3.2 同步起动原理
同步起动和异步起动原理基本相同,都是在保证U/f不变的前提下,按照一定的曲线慢慢地升高频率。不同之处就是同步起动时不短接转子,也不安装阻尼绕组,而是在保证电机不失步的前提下,转子一直通以励磁电流,按照适当的电压频率曲线不断上升。相对异步起动,同步起动的优点是:对转矩扰动具有更强的承受能力,能做出更快的动态响应。
4 起动过程分析
4.1 起动特性
(1)起动方法
通过频率的调整,从“起动频率”开始,按照一定的曲线规律上升,最终达到额定频率的起动过程。在此过程,电压也是随频率成比例增大,始终保持U/f恒定。
图2(a)为同步电机频率变化时的机械特性曲线,虚线部分代表的是转矩补偿后的特性。(b)和(c)为频率和速度随时间变化的曲线。图2(a)中,当电机运行在f13频率下的A点时,随着频率的升高到f12,电机从A点切换到B点工作状态。并沿着曲线2上升到C点。当电机频率上升到f11。同理,工作状态切换到D点,并沿曲线1上升到E点。最终到达F点稳定运行。
(2)起动电流
以4极电机为例,假设在接通电源瞬间,将起动频率降至5Hz,则同步转速只有150r/min,转子绕组与旋转磁场的相对速度只有工频起动时的十分之一。虽然电机的磁通仍接近或等于额定磁通覫N,但因转子绕组切割磁力线的速度很慢,故起动电流不大。如果起动过程中,同步转速与转子速度的转差限制在一定范围内,则起动电流也将限制在一定范围内。
变频起动过程中的特点如下:
(1)在整个起动过程中的动态转矩很小,升速过程将能保持平稳,减小了对生产机械的冲击。
(2)转速的上升过程取决于用户预置的“加速时间”,可根据需要来决定加速过程。
(3)电机起动转矩的大小可根据实际需要来调整。
4.2 加速时间对起动电流的影响
加速时间长意味着频率上升较慢,如图3(a)所示,电机的转子转速跟得上同步转速的上升,在起动过程中能够保持较小的转差,如图3(b)所示,起动电流也较小。
加速时间短意味着频率上升较快,如图3(c)所示,旋转磁场的转速也迅速上升,如拖动系统的惯性较大,则电机转子的转速将跟不上同步转速的上升,结果使转差增大,如图3(d)所示,加速电流增大,甚至有可能超过上限值。这种情况是要尽量避免的。
预设起动时间的原则。在生产机械的工作过程中,起动过程属于从一种运行状态转换到另一种运行状态的过渡过程,在这段时间内,通常是不进行生产活动的。因此,从提高劳动生产率的角度出发,加速时间应越短越好。但是加速时间过短,容易因“过电流”而跳闸。所以,预置起动时间的基本原则,就是在不过流的前提下,越短越好。
4.3 起动方式
根据不同机械对起动过程的不同要求,除了控制加速时间以外,还应通过加速方式的设置,对不同时段的加速度进行控制[4]。
(1)线性方式
在加速过程中,频率与时间成线性地上升。如图4(a)曲线1所示。
(2)S形方式
在开始阶段和结束阶段,加速的过程比较缓慢;而在中间阶段,则按线性方式加速。如图4(a)曲线2所示。在电梯中,如果加速度变化过快,会使乘客感到不舒服,故以采用S形方式为宜。
(3)半S形方式
加速过程呈半S形,如图4(b)曲线1、2所示。例如,鼓风机在低速时负载转矩很小,加速过程可以快一些,但随着转速的增加,负载转矩增大较多,加速过程应减缓一些。
5 结论
变频起动方式在技术上具有很多其它方法不可比拟的优点。如设备静止、维修方便,多台机组可共用1套设备(可降低投资)。起动电流倍数可调,既可大于1,也可小于1。可以在限流(起动电流不超过电机额定电流值)的同时获得大的起动转矩,可以实现包括软停止在内的各种起停功能。可做到对系统及机组无冲击。
变频起动方式在机组起动方面不论是国内还是国外巳得到了广泛的应用,在我国已有很多大型泵站和抽水蓄能电站采用了此种起动方式。另外,各大型钢铁行业中容量从几千千瓦到几万千瓦的大型风机大多数也采用了变频起动方式。根据国内现在实际情况,在变频器运行方面已具有很多成功的经验。
参考文献
[1]顾卫华.同步电动机变频启动控制系统[J].控制工程2002.
[2]辛伊波.中压同步电机启动节能方法研究[J].矿山机械2004,(4).
[3]杨耕,罗应力.电机与运动控制系统[M].北京:清华大学出版社,2006:260-265.
[4]张燕宾.变频器应用教程[M].北京:机械工业出版社,2007:200-210.
[5]朱海云.同步电机的调频同步启动[J].中国设备工程,2007,(4).
[6]王兆安,黄俊.电力电子技术[M].北京:机械工业出版社,2005.
[7]陈伯时.电力拖动自动控制系统[M].北京:机械工业出版社,2003.
基于同步工程的成本控制策略 篇6
关键词：同步工程,成本控制
面对全球“金融海啸”的强烈冲击,企业面临的形势更加严峻,客户对于产品的质量、价格、交货期的要求越来越苛刻,在这些要求中价格的竞争愈演愈烈,近乎残酷,因此,降低成本也就成了每个企业提升竞争力的必由之路。传统的成本控制往往都具有滞后性,即在工程施工组织准备结束后,在项目实施过程中进行成本核算、成本改善等工作。由于施工组织方式已经确定,成本改善的深度和力度受到局限,因此,必须寻求新的成本控制途径。
一、成本管理活动与成本控制的关系
成本管理是指企业生产经营过程中各项科学管理行为的总称,主要包括成本预测、成本决策、成本计划、成本控制、成本核算、成本分析和成本考核7个系列的活动。这7个环节互为条件、相互促进,其中的成本预测、成本决策、成本计划可以看作成本管理的设计阶段;成本控制、成本核算可以看作成本管理的执行阶段;成本分析和成本考核可看作成本管理的考核阶段。
在成本管理的设计阶段,主要是开展成本预测工作,规划一定时期的成本水平和成本目标,对比分析实现成本目标的各项方案,进行最有效的成本决策。然后根据成本决策的具体内容,编制成本计划,并以此作为成本控制的依据。设计阶段的活动一旦完成,总成本也就基本确定了,而且由于各项实施计划已经制定,也就决定了今后在执行阶段再去变更成本目标将会十分困难,因此,设计阶段的各项活动水平的高低直接决定了总成本的高低。
在成本管理的执行阶段,主要是加强日常的成本审核监督,随时发现和减少生产过程中的损失与浪费,建立健全成本核算制度和各项基础工作,严格控制成本开支,采用适当的成本核算方法,正确计算产品成本,评估成本控制的有效性。执行阶段的各项活动的主要任务是确保成本管理按计划达到成本目标,同时消除执行过程中的不必要的损失和浪费,由于在执行阶段各项投资按计划发生,主要的成本已经确定,因此,这一阶段成本改善的余地就比较有限,而且一旦需要发生施工组织方式变更,因为已开始实施,其变更难度较大,变更本身所花费的代价也会较大。
在成本的考核阶段,主要是评价各成本相关部门的成本管理业绩,以促进企业不断改善成本管理措施,提高企业的成本管理水平,并通过成本分析,找出成本升降变动的原因,挖掘降低生产耗费和节约成本开支的潜力。考核阶段的各项活动实际上是事后的总结分析,并为今后的工作提供建议,这一阶段对成本控制具有建设性的作用。
综上所述,企业的成本管理活动与成本控制的关系如下:
1. 设计阶段的活动决定了大部分的总成本。
2. 设计阶段本身所消耗的成本较低,在设计阶段进行成本变更比较容易,而且花费较少。
3. 执行阶段的成本改善余地较为有限,且成本变更十分困难,变更本身所花费的代价也会较大。
4. 考核阶段的各项活动对成本控制具有建设性的作用。
因此,成本管理的设计阶段的各项活动是决定总成本的关键因素,成本管理只有抓好设计阶段的各项活动,才能够有效地控制成本,取得事半功倍的效果。
二、同步工程对成本控制的作用
同步工程(SE,Simultaneous Engineering),又称并行工程,是对整个产品开发过程实施同步、一体化设计,促使开发者始终考虑从概念形成直到用后处置的整个产品生命周期内的所有因素(包括质量、成本、进度和用户要求)的一种系统方法。它把目前大多按阶段进行的跨部门(包括供应商和协作单位)的工作尽可能进行同步作业。
SE有如下特点:(1)同步性:在设计阶段将产品设计开发、工程制造、采购、销售等内部各部门的人员以及供应商、顾客早期同步介入,共同开展工作;(2)约束性:在设计阶段,不仅要考虑将设计本身的约束条件,而且要考虑执行阶段各种活动的约束条件,尽可能满足各个方面要求;(3)协调性:设计阶段、执行阶段的各种活动间密切协调以获得质量(Q)、时间(D)、成本(C)等方面的最佳匹配;(4)一致性:设计过程的重大决策建立在全组成员意见一致的基础上。
同步工程管理方法的应用可以提高质量、降低成本、缩短开发周期。同步工程在实现上述目标过程中,主要通过以下方法:(1)开发有效性改进:使开发全过程方案更改次数减少50%以上;(2)开发过程同步:使产品开发周期缩短40%~60%;(3)设计和制造过程一体化:使制造成本降低30%~50%。
同步工程的管理方法在建设施工企业同样适用:我们可以把工程项目看作是特别定制的产品,如果在项目实际施工之前就组织客户、供应商、内部各相关管理部门协同工作,按照客户的实际需要对原设计进行完善,结合资源供给的实际,制订出一套切实可行的施工组织方案,这样不仅能最大限度地满足客户需求,而且可以减少施工期间的设计变更,进而缩短施工周期和减少因设计变更而产生的窝工及材料浪费。
三、基于同步工程的成本控制策略
鉴于同步工程管理方法可以有效地降低制造成本和质量成本,如果在施工组织准备阶段引入同步工程的管理理念将对成本控制起到良好的作用。
成本管理的设计阶段涉及到成本预测、成本决策、成本计划等三项活动,它涉及到企业内部众多的部门,甚至供应商、客户等,要实施同步工程就必须在团队建设、工作协调、考核监督等方面有效地管理,形成基于同步工程的成本控制策略,才能将成本控制工作落实到实处,并取得效果。
(一)建立同步工程跨职能团队
成本是一个综合性指标,它涉及到企业内外部的多个相关部门。为了实现成本目标,基于同步工程的原理,公司内部的技术管理、成本管理、采购供应人员和外部的供应商甚至客户可以组成跨职能团队,团队在施工准备之初就开始介入,联合工作。
团队的作用主要是进行成本策划、为目标成本的制定发掘降成本提案以及协同分析决策、组织降成本工作的实施。团队内各部门成员不仅在团队内协同工作,而且还承担联合工作在本部门的协调与推进。
(二)早期介入同步进行成本策划
在成本管理的设计阶段,跨职能团队的人员同步介入,共同策划进行成本预测和成本决策,确定目标成本。目标成本策划的过程首先从如何满足客户对工程的要求入手,同时对施工现场进行实地勘察,在此基础上对施工图纸进行细致地会审,在这个阶段就尽可能地对原设计不合理的地方进行修改,并取得客户及设计方的同意,以此作为工程的实际施工目标,编制切实可行的施工组织设计方案。确定好施工目标后,对当地的资源供给情况进行充分了解,选择好资源供给的方式,进而确定目标成本。
目标成本是以市场为导向进行利润计划后所形成的成本目标。为了达成目标成本,由公司内部的相关部门以及公司外部的供应商、甚至客户所组成的跨职能团队,通过同步工程的方式,在施工组织准备阶段就综合考虑各种成本因素,共同确定合理的施工组织设计方案,发掘降成本提案,及时开展方案评估和成本优化,逐步形成各方一致认可的设计方案和成本控制方案,并加以冻结和固化。由于在施工准备阶段已经采纳了各方建议,对方案进行了充分的评估,因此,最大限度地保证了施工组织设计方案的可行性和成本控制方案的有效性。
(三)围绕目标成本同步制订成本计划
目标成本确定并分解后,各相关部门同期开展目标成本的计划编制,公司内部各部门以及供应商等将在计划期内的生产耗费、成本水平以及相应的降成本指标以书面方案加以明确。
成本计划属于成本的事前管理,围绕目标成本同步制订成本计划,可以增加相关部门成本管理工作的协调性和一致性,也增加了成本计划的可行性,使各个环节的成本都能得到同步掌控。这种方式可以有效地指导成本管理执行阶段各项活动的协同展开,提高成本控制的效果和效率,也为今后分析实际成本与计划成本之间的差异、找出有待加强控制和改进的领域、评价跨职能团队相关部门的业绩提供了依据。
(四)建立成本考核联动机制,保证同步工作的协同效应
为了发挥各部门同步进行成本管理的协同效应,有必要建立有效的考核机制来促进同步工程团队的工作,将团队成员的工作绩效与自身和其所在部门的报酬相联系,形成成本考核联动机制是一种较好的方式。
由于团队参与部门的薪酬与目标成本达成的效果相关联,因此,团队成员以及他们所在的职能部门的其他成员的报酬与其所承担的工作所产生的绩效密切相关。这样大大调动了团队成员及其他相关成员的工作积极性和主动性,又对目标成本的达成起到了很大的推动作用。
同步发展策略 篇7
无轴承同步磁阻电机将磁轴承与普通同步磁阻电机融于一体, 实现电磁转矩与转子径向力的集成化、一体化控制。具有传统电机所无法比拟的突出优点:高转速、无磨损、无润滑、寿命长等。在高速机床、飞轮储能、涡轮分子泵、离心压缩机等领域有着重要的应用价值, 在生命科学、无菌洁净车间、腐蚀有害介质传输等特殊的电气传动领域, 也极具广泛的应用空间。与其他类型的无轴承电机相比, 无轴承同步磁阻电机具有控制简单、坚固可靠、成本低廉等一系列优势, 尤其因其转子上没有永磁体和励磁绕组, 更加适合于高速、高温恶劣环境等应用场合[1]。
无轴承同步磁阻电机负载条件下基于气隙磁场致使转矩与径向力以及径向力两分量之间存在耦合关系, 国内外采用前馈补偿方法进行了相关解耦控制研究[2,3,4,5], 本文建立了无轴承同步磁阻电机完整的数学模型, 采用反馈解耦策略成功实现了电机多变量解耦集成控制。
2 径向力产生原理
图1是无轴承同步磁阻电机空载条件下径向力产生示意图。图1中, 电机具有2极径向力绕组N2x和4极励磁绕组N4d, 2极径向力绕组N2x通电产生2极磁通Φ2x, 4极励磁绕组N4d通电产生4极励磁磁通Φ4d。当两套绕组通以图1中所示电流时产生的两个磁场的合成使得气隙1处磁通密度增强, 气隙2处磁通密度减弱, 不平衡的磁通密度导致转子产生沿x轴正方向的径向力。同理绕组N2x通以反向电流, 转子会产生x轴负方向的径向力。
3 电机数学模型
无轴承同步磁阻电机完整数学模型包括转矩子系统数学模型和径向力子系统数学模型。转矩子系统数学模型与普通同步磁阻电机相同, 本文研究的无轴承同步磁阻电机具有凸极转子, 其径向力子系统数学模型与其它类型的无轴承电机差异较大。
3.1转矩子系统数学模型
在d-q坐标系下无轴承同步磁阻电机转矩子系统数学模型由下列方程组成。
定子电压方程
(1)
定子磁链方程
(2)
转矩方程
运动方程
式中:ud, uq为定子电压d, q轴分量;Ψd, Ψq为定子磁链d, q 轴分量;Ld, Lq为d, q轴电感;Rs1为定子每相电阻;p1为极对数, J为转子转动惯量;Te, TL分别为电磁转矩和负载转矩。
3.2径向力子系统数学模型
径向力方程的准确建立是电机控制系统设计的前提条件, 此处径向力计算时仅考虑转子凸极区域, 并假定转子偏心位移远小于气隙, 仍以上述两相4/2极电机为例, 并假定凸极转子极弧角度为60°、绕组磁动势为正弦分布, 不考虑磁饱和因素, 由磁场能量虚位移原理推导径向力方程[6,7]。
d-q坐标系下电机电感磁场储能为
式中:id, iq, ix, iy分别为d-q坐标系下转矩绕组和径向力绕组等效两相电流;Ld, Lq为转矩绕组d, q轴电感;Lx, Ly为径向力绕组自感;Ldx, Lqx, Ldy, Lqy为转矩绕组和径向力绕组之间的互感, 其值为转子径向偏移量x, y的函数。
无轴承同步磁阻电机两套绕组按照一定的对称排列规律在定子槽中分上下两层叠放[7], 故Lx=Ly, Ldq=Lqd=0, Lxy=Lyx=0。式 (5) 可简化成为
式中:L2为电机径向力绕组的自感;常系数Km1, Km2分别为
(7)
式中:μ0为真空磁导率;l为电机有效铁心长度;r为转子外径;N2, N4分别为径向力绕组和转矩绕组每相串联有效匝数;δ0为气隙长度。
对磁场储能进行偏微分求导, 可得转子x, y轴方向径向力Fx, Fy大小为
(8)
式 (8) 在静止坐标系下可重新表示为
式中:θ为转子位置机械角;iα2, iβ2为静止坐标系下径向力绕组等效两相电流。
当转子偏心时, 转子上会产生同偏心位移成正比的麦克斯韦磁张力, 其大小为
(10)
式中:k为衰减系数;B为磁通密度。
假定转子x, y轴外施径向负荷分别为Fzx, Fzy (含重力) , m为转子质量, 理想状态下径向力子系统的运动方程为
(11)
4 反馈解耦控制器
无轴承同步磁阻电机控制系统变量耦合关系如图2所示。
由图2可知, 无轴承同步磁阻电机是一个多输入多输出系统, 电机负载条件下, 因转矩分量电流iq的存在导致转矩和径向力之间存在耦合关系, 并同时使得两垂直方向上径向力分量也通过各自的控制电流ix, iy形成交叉耦合。因此负载突变会对径向力子系统造成干扰, 严重时会造成整个控制系统的失稳[8,9,10], 其复杂耦合关系集中体现在图2中虚线框内部分。
文献[1,2,3,4,5]采用前馈补偿器实现解耦控制, 该方法用定子电流给定值作为抵消信号实现解耦, 但电机中存在的耦合项是由定子实际电流引起的, 该方法只有当给定电流与实际电流完全相等时, 解耦才能成功。然而, 当电机启动或负载变化等动态过程中, 由于电机滞后环节等因素致使给定电流与实际电流不等, 导致解耦失败。为克服上述缺陷, 本文用定子实际电流直接取代定子给定电流, 即反馈解耦控制。令
假定转子x, y方向径向力参考值分别是F*x, F*y, 则由式 (9) 可得
式 (12) 再次代入式 (9) 可得
(13)
由式 (13) 单位对角矩阵可看出, 系统进行反馈解耦后解除了Fx, Fy之间的耦合, 消除了转矩分量电流所引起的交叉耦合通道, 并且径向力也不再受转矩扰动的影响, 其大小等于径向力的给定参考值。
由式 (12) 定义F*x0, F*y0为
无轴承同步磁阻电机反馈解耦控制原理如图3所示。
5 整体控制系统
电机整体控制系统由转矩子系统和径向力子系统组成, 其结构如图4所示。对于转矩子系统, 采用恒励磁电流矢量控制, 当固定励磁电流分量id时, 转矩大小同转矩电流分量iq成正比。图4中下半部分为径向力子系统, 位移传感器得到的转子位置检测值和给定值的偏差经PD调节器后产生径向力的参考值F*x, F*y, 然后经反馈解耦计算后重新输出径向力的命令值F
6 系统仿真
电机仿真参数设定为:转矩绕组极对数p1=2, Ld=0.035 H, Lq=0.008 H, Rs1=0.30 Ω, 径向力绕组极对数p2=1, Lx=Ly=0.029 H, 径向力绕组每相电阻Rs2=0.18 Ω, 转子质量m=1 kg, 转子转动惯量J=0.002 kg·m2, 气隙δ0=0.30 mm, 转子端部装配的辅助轴承与转子间隙为0.20 mm, 转子x, y轴方向外施径向负荷为35 N, 仿真结果如图5～图8所示。
图5为电机转矩响应曲线, 电机空载启动, 在0.025 s时突加3 N·m负载转矩, 转矩动、静态性能良好。
图6为电机由静止启动直至稳定运行于2 500 r/min时的转速响应曲线, 转速调节时间很短, 调速系统具有良好的性能指标。
图7中转子x轴初始位置为x=0.10 mm, y轴初始位置为y=0, 在0.08 s时, x轴位置跃变为x=-0.10 mm, 但此时y轴方向位移恒定为0, 不受x轴扰动影响;在0.018 s时, y轴位移阶跃为y=0.10 mm, 已处于稳定状态的x轴位移同样不受y轴位移波动影响, 由此可见两轴方向上的径向力分量实现了解耦。并且在整个动态调节过程中转矩突变并未对转子位移造成任何干扰, 可见电磁转矩与径向悬浮力之间实现了完全解耦。
图8中转子x轴的初始位置设定为x=0.08 mm, 经过较小超调和短暂调节后转子稳定悬浮于中心位置, 在0.015 s时又突加x=0.06 mm阶跃响应, 转子同样很快稳定悬浮在给定位置, 证实了径向力控制子系统具有优越的动、静态调节性能。
7 结论
本文分析了无轴承同步磁阻电机悬浮原理, 推导出电机完整的数学模型, 针对其内部复杂的多变量耦合关系, 研究采用反馈解耦策略解除了径向力和转矩之间以及径向力自身在两轴方向上的相互耦合, 实现了转矩和径向力的一体化集成控制, 克服了前馈补偿解耦采用给定电流直接参与解耦计算导致准确性不高、从而使动态性能下降这一弊端。进行了控制系统的仿真研究, 对仿真结果进行了分析, 仿真研究表明反馈解耦方法能确保电机带负载稳定悬浮, 可实现系统的完全动态解耦, 同时系统具有良好的动、静态响应特性。
摘要：无轴承同步磁阻电机是一个复杂的强耦合非线性系统, 解除电机径向力和转矩之间以及径向力分量之间的耦合关系是其稳定悬浮的前提, 在给出转子悬浮原理基础上, 推导了电机完整的数学模型, 提出基于电机实际参数的反馈解耦策略, 实现了负载条件下无轴承同步磁阻电机多变量解耦集成控制。仿真结果表明该解耦方法能实现电机稳定悬浮运行, 可获得优良的解耦效果, 同时电机具有良好的动、静态性能。
关键词：无轴承,同步磁阻电机,解耦控制
参考文献
[1]Michioka C, Sakamoto T, Ichikawa O, et al.A DecouplingControl Method of Reluctance-type Bearingless MotorsConsidersing Magnetic Saturation[J].IEEE Trans.on In-dustry Applications, 1996, 32 (5) :1204-1210.
[2]Chiba A, Azizur Rahman M, Fukao T.Radial Force in aBearingless Reluctance Motor[J].IEEE Trans.on Mag-netics, 1991, 27 (2) :786-790.
[3]Hertel L, Hofmann W.Theory and Test Results of a HighSpeed Bearingless Reluctance Motor[C]//Proc.of PCIM, Nuremberg, 1999:143-147.
[4]Hertel L, Hofmann W.Magnetic Couplings in a BearinglessReluctance Machine[C]//Proc.of ICEM, Helsinki, 2000:1776-1780.
[5]Zhang Hannian, Zhu Huangqiu, Zhang Zhibao, et al.Designand Simulation of Control System for Bearingless Synchro-nous Reluctance Motor[C]//Proc.of ICEMS, Nanjing, 2005 (1) :554-558.
[6]Takemoto M, Yoshida K, Itasaka N, et al.Synchronous Re-luctance Type Bearingless Motors with Multi-flux Barriers[C]//Proc.of Power Conversion Conference, Nagoya, 2007:1559-1564.
[7]朱熀秋, 张涛.无轴承永磁同步电机有限元分析[J].中国电机工程学报, 2006, 26 (3) :136-140.
[8]朱熀秋, 翟海龙.无轴承永磁同步电机控制系统设计与仿真[J].中国电机工程学报, 2005, 25 (14) :120-125.
[9]孟令孔, 邓智泉, 王晓琳, 等.无轴承永磁同步悬浮子系统H2/H∞混合控制[J].电气传动, 2007, 37 (2) :36-38.
永磁直线同步电机现代控制策略综述 篇8
随着科学技术的飞速发展,在越来越多的场合,直线电机替代了传统的“旋转电机+滚珠丝杠”传动方式,尤其在要求响应速度快和快速精准定位的系统中,得到了广泛应用[1]。永磁同步直线电机由于力能指标高、体积相对小、重量相对轻且具有发电制动功能,因此这种电机应用最多。在要求直线运动形式的设备中,使用直线电机省去了中间转换机构的传动装置,如滚珠丝杠、涡轮蜗杆等。因此这样的设备在频率响应、精度、加速度、速度、维护特性等方面具有相当大的优势[2],但由于直线电机直接带动负载,其负载力、摩擦力的扰动直接反应在直线电机上,使其在电机控制方面面临许多新的困难。传统的控制策略如PID反馈控制、解耦控制等,在直线电机控制上有一定的局限性[3]。本文分析了永磁直线同步电机的工作原理及应用特点,在大量参阅国内外相关文献的情况下,针对直线电机的控制特点,介绍了几种现代的控制策略,并分析了它们在直线电机控制应用中的优缺点。
2 直线电机工作原理及其使用特点
永磁直线同步电机一般在其定子上平均地安装有S、N永磁体,且在动子上设计有齿槽,对应地装置具有铁芯的电绕组,以此产生永磁同步直线电机运行所要求的行波磁场,其结构示意图如图1所示。
在永磁直线同步电机动子的三相绕组中接入三相正弦电流后,产生气隙磁场,此原理与旋转电机一样,永磁体的励磁磁场与行波磁场相互作用,便会产生电磁推力,在这个推力的作用下,动子便会做直线运动,这就是永磁直线同步电机的基本工作原理,如图2所示。
永磁同步直线电机的动态特性经过Park变换之后在d-q轴系下表示为:
式中:ud、uq为直轴和交轴的定子电压;id、iq为直轴和交轴的定子电流;R为定子电阻;P为微分算子d / dt;Ψd、Ψq为直轴和交轴的定子磁链;ws为折合同步“角速度”;Ψa f为永磁铁产生的磁链;Ld、Lq为直轴和交轴的定子电感。
3 永磁同步直线电机控制技术发展现状
直线电机的结构、驱动方式与旋转电机有很大的相似之处,早期直线电机伺服系统控制沿用和改进了普通电机的PID反馈控制、解耦控制、Smith预估计控制等传统的控制策略[6,7,8]。目前PID控制策略依然是伺服系统控制技术中比较成熟和常用的控制策略,且应用比较广泛。PID控制器最早出现在模拟控制系统中,这种模拟控制器通过硬件来实现其性能。随着计算机技术和数字技术的发展,原来需硬件来实现的功能现用软件来完成,其中用到的算法称为数字PID算法。数字PID控制器在灵活性上有很大改进,可以根据具体的控制对象实时调整参数。位置式数字PID控制器的控制算法如下:
式中:k为采样序号,uk为第k次采样时刻计算机输出值,ek为第k次采样时刻输入的偏差值,ek-1为k-1次采样时刻输入的偏差值,T为采样周期,u0为开始进行PID控制时的原始初值。
永磁同步直线电机的伺服系统应用PID控制器也能够进行一些参数的控制,但是永磁同步直线电机一般应用在高精度、高效率、高速率的伺服系统中,在这些系统中,PID控制策略无法满足要求。
在高精度微进给的高性能伺服系统中,需要把对象的结构和参数的变化、各种非线性因素的影响、运行环境的变化及各种外界的干扰都考虑进来,才能得到可实际应用的控制策略。因此,人们开始尝试把现代控制策略和智能控制方法应用到永磁同步直线电机的控制中,自20世纪60年代以来,随着计算机技术的发展,为现代控制理论和方法提供了很好的工具和支持[9,10]。目前应用在直线电机伺服系统中的现代控制策略有模型参考自适应控制、鲁棒控制、模糊控制和神经网络控制等。
4 现代控制策略在直线电机伺服系统中的应用
4.1 模型参考自适应控制策略
模型参考自适应控制策略的主要意义是将不含待估参数的方程作为参考模型,而将含有待估参数的方程作为可调模型,两个模型的输出量具有相同的物理意义,利用两个模型的输出量的误差构成合适的调整率来实时调整可调模型的参数,以达到控制对象的输出跟踪参考模型的目的。
此控制策略应用于永磁同步直线电机控制中时,首先要建立基于直线电机的可调模型,为使控制目标更加明确,把式(1)整理成状态空间的形式,得到下面的式子:
为简化分析,同时也为了获得最大的推力电流比,应始终使直轴电流id=0,此时电机模型可以进一步简化如下:
式(3)中Kt=NpπΨa f/ τ,写成状态方程的形式为:
式中x为状态向量x= /iq v/T,u=[uq],
运用Lyapunov稳定性理论来构造一个参考模型自适应控制器,使电机的动态性能与参考模型尽量保持一致,对参数变化和外界扰动不敏感,并使稳态误差为零。假设参考模型如下:
引入可调的前馈增益矩阵K1和反馈矩阵K2。模型参考自适应控制系统框图如图4所示。图中GS(S)为参考模型的传递函数,G(S)为被控对象的传递函数。K1、K2、G(s)构成了一个可调系统。其可调方程如下:
矩阵Ac、Bc取决于参数k的值,k为K1、K2的一种具体组合值。可调系统能完全跟踪参数系统的充分条件是存在参数k0,使得
为了导出参数调整率,可引入函数:
式中:P为正定矩阵。
如果选取参数调整率
式中Q也为正定矩阵且其满足:
此时实际系统与参考模型的输出误差将趋近于零,系统逐步稳定。已有的仿真结果表明,利用Lyapunov理论构造的模型参考自适应系统的鲁棒性很好,它比采用传统PID控制策略的系统具有更好的动态性能和更强的抗干扰能力。
4.2 鲁棒控制策略
鲁棒控制研究始于1976年,是针对系统存在的不确定性,包括模型的不确定性(如参数变化和未建模动态特性等)、外界扰动的不确定性等,目的是设法保持系统的稳定鲁棒性和品质鲁棒性,并通过设计控制器来满足系统对性能指标的要求。经过30多年的发展,鲁棒控制理论研究获得了丰富的成果,在实践中也得到了广泛应用。鲁棒控制策略中的H∞鲁棒控制理论是一种较为成熟的控制方法。H∞控制实质是使系统从扰动至偏差的传递函数中H∞的取值范围极小或小于某一给定值,由此来设计控制器,这对抑制扰动有良好效果。1988年Dolye等人证明了H∞的设计问题可以通过解两个适当的代数Riccati方程来解决,至今为止,H∞设计方法还主要是应用这个解法[12,13]。H∞控制原理图如图5所示。
其中u为输入信号,y为观测量,w为外界不确定信号或设计定义的辅助信号,z为控制量或定义的评价信号,由输入信号u、w到输出信号z、y的传递函数矩阵G(s)称为增广被控对象,K(s)为控制器。传递函数矩阵G(s)的状态空间表示式如下:
其中x为n维状态变量,w为r维信号向量,μ为p维信号向量,z为m维信号向量,y为q维信号向量,式(6)还可以表示为:
闭环系统的状态空间描述为:
其中,Ad=A+B2K,
H∞最优设计问题就是对于给定的增广被控对象G(s),求反馈控制器K(s)使得闭环系统内部稳定且最小,即:
H∞控制在永磁同步直线电机伺服系统中可以很好地抑制扰动。沈阳工业大学鲁棒控制研究表明,与传统PID控制相比较,将H∞控制用于伺服系统速度控制时,对不同性质的扰动,H∞控制能按照给定的干扰抑制方案实现对扰动的抑制。在抑制阶跃扰动方面,含积分的H∞控制与PID控制两者都可以达到要求。
4.3 模糊控制策略
模糊控制是伺服系统中应用最广泛的一种智能控制技术,模糊控制器能够把专家的知识转化为控制系统的模糊集,利用一定的模糊推理规则,这些模糊集就能够对系统的输出进行智能调节。这种控制方法实时性好,不需要精确的数学模型,而且还可以具有很高的鲁棒能力。把模糊控制技术应用于永磁同步直线电机的控制中具有很强的现实意义,所以在伺服控制中,模糊控制得到了广泛的研究和应用[15,16,17,18]。
模糊控制的基本原理是根据现有的专家知识生成专家知识库,通过模糊推理产生控制输出。利用模糊控制器对永磁同步直线电机的速度进行控制的结构图如图6所示。
模糊控制器主要由四部分构成:模糊量化、模糊推理、去模糊化和模糊规则。其工作过程为:首先把速度的误差e和误差变化律ec进行模糊量化处理,然后根据模糊算法进行模糊推理(推理后的结果依然是模糊值),最后进行去模糊化处理。
尽管模糊控制策略提高了系统的智能性,但它本身固有一些缺点,如建模困难、缺少积分项、应用时需更多与其他控制策略组合等。参考文献中作者孙炜用神经网络学习来调节模糊控制器的控制规则,从而使模糊控制器具有自适应、自组织能力,且又保留了其鲁棒性强的特点,有效提高了模糊控制器的精度和抗干扰的能力。参考文献中作者张代林用干扰补偿器来实现永磁同步直线电机对所受干扰力进行补偿,从而减弱了干扰力对模糊控制器的影响,进而增强了永磁同步直线电机速度控制的控制效果,其仿真结果如图7所示。从仿真结果可以看出,模糊控制器再加入干扰观测器后,响应速度较快且静态误差消除,从而满足了工业过程中对伺服电机的精度要求。
4.4 神经网络控制策略
神经网络从结构上模拟人的大脑神经系统,具有自学习能力,可以通过在线训练不断地修正网络权值来调整网络输出,以便获得所需要的期望输出。神经网络具有强大的非线性映射能力,从理论上讲,可以充分逼近任何线性和非线性模型,而且通过灵活的设计,神经网络具有很好的鲁棒性和容错性[19],所以近几年来,神经网络在伺服控制中得到了广泛的研究和应用。
神经网络在直线电机中的应用主要分为离线和在线两种方式。前者利用离线仿真得到神经网络的权值和偏差,具有运算速度快的优点,该权值和偏差一旦确定将不再改变,所以适用于实时性要求较高的场合,但是运算结果与实际目标量仍可能有一定的误差。后者运算精度高,但是程序执行时间长,在实际应用中有一定的限制,一般多见于仿真研究[20,21]。参考文献中作者夏加宽提出了基于神经网络给定补偿的IP控制策略,对速度环进行给定补偿控制,仿真结果表明,对于直线电机端部效应扰动具有良好的补偿效果,即具有良好的快速跟踪性能,而且对系统参数变化和外部扰动具有很好的鲁棒性。参考文献中作者夏长亮将一个RBF神经网络作为USM的自适应控制器,用以调节VCO的输入电压,从而调节USM的驱动频率;用另一个RBF神经网络在线辨识系统参数提供给控制用RBF神经网络进行在线训练,使控制输出能够动态跟踪系统参数的变化。仿真实验证明,该方法不仅具有控制灵活、适应性强等优点,而且具有较高的控制精度和鲁棒性[21]。但是,神经网络控制策略还不够完善,其在实时性、控制率、稳定性等方面还需要进一步改进。
5 结束语
贵州预防与社会发展同步 篇9
贵州属于欠发达省区，经济社会发展任务尤为艰巨。中国梦在贵州的具体体现，就是到2020年与全国同步全面建成小康社会。
在当前形势下，我省各地工程建设项目增多，资金投入数倍增加，滋生腐败的条件在短期内难以根除，职务犯罪在一些权力相对集中、利益相对汇集的领域和行业易发多发。
为党和国家的工作大局服务，是检察机关义不容辞的责任和义务。我省检察机关继续加大打击职务犯罪工作力度的同时，要把预防工作摆在更加突出的位置，提升反腐正能量。一要深刻领会习总书记关于“预防职务犯罪出生产力”重要讲话的科学内涵，用心指导实体的预防职务犯罪工作，找准切入点，从源头上防止腐败犯罪行为阻碍贵州经济社会发展；二要突出重点，要深入对权力集中部门、资金密集领域、重大工程建设项目开展职务犯罪风险预测，帮助完善制度，结合办案深化职务犯罪预防工作，使之成为贵州检察工作的一张美丽名片。
黄锌：一直以来，遵义市检察机关在开展预防职务犯罪工作中始终坚持服务发展的指导思想。一是认真开展预防职务犯罪“三个一”活动。两级检察院每年分别选一个重点园区、一个重点行业、一个重点工程开展预防职务犯罪工作，着力构筑反腐倡廉防线，切实做到关口前移而不是“亡羊补牢”。二是充分发挥好警示教育基地的作用。全市两级15个检察院均已建成警示教育基地，最大限度地满足了我市职务犯罪警示教育的需要，实现了警示教育阵地规模化、精品化。今年年初，三个基层检察院警示教育基地被省检察院授予“十佳警示教育基地”称号。三是创新预防方式。加大制作廉政宣传短片和廉政公益广告的力度，制作的一些廉政教育片被选为遵义市党员干部现代化远程教育教学课件。积极延伸预防工作触角，通过在重点工业园区、重点乡镇设立检察室或检察联络站，帮助基层和园区完善内部防范机制，着力为基层和园区建设发展创造良好环境。
冯剑平：黔西南州地处滇、黔、桂三省结合部，有“西南屏障”和“滇黔锁钥”之称。随着省委“两加一推”主基调的深入贯彻和“三化同步”战略的全面实施，全州职务犯罪也呈现出新的特点：大案要案、窝案串案多，民生和工程建设领域涉案多，土地、矿产资源涉案多。针对新情况，我们必须作出理性选择，严格按照“标本兼治、综合治理、惩防并举、注重预防”的十六字方针和“教育是基础、法制是保证、监督是关键”的要求，着力做好以下工作：一是树立两个认识——职务犯罪随着国家、阶级、法律、职务的产生而产生，将在一定历史时期存在；职务犯罪是个人素质、环境因素、制度缺失的综合反映，可防可控，必须增强工作的主动性。二是正确处理惩与防的关系，二者不可偏废。三是做好六个结合——制度预防与教育预防相结合、自律预防与他律预防相结合、单位预防与家庭预防相结合、个案预防与类案预防相结合、职能部门专业预防与社会化预防相结合、在重大工程中同步预防与一般工程定期预防相结合。
吴建忠：当前，毕节正处于“科学发展、后发超越、同步小康”的关键时期，经济社会保持强劲的发展势头。但不容忽视的是，伴随各种建设项目、民生工程和扶贫惠农资金的剧增，职务犯罪在一些重点岗位和关键环节时有发生。为使干部少犯错误、经济少受损失、发展少受影响，毕节检察机关正着力构建“横向覆盖全市、纵向深入农村”预防工作格局，并得到市委的关注和重视。习近平总书记指出，“预防职务犯罪出生产力”，深刻揭示了预防工作挽救、保护干部，保护生产力的积极作用，突出强调了做好新形势下预防职务犯罪工作的重要性。我们必须深入学习、全面贯彻，推动预防职务犯罪工作向更深层次、更广领域发展，着力促进试验区“三清”建设。一要紧紧围绕试验区经济发展大局抓预防；二要重点在涉农民生领域，选择1-2个行业，探索全面系统专项预防；三要拓展预防宣传和警示教育的深度和广度。当前，要健全完善检察“约谈”制度，更好地发挥其鼓励、支持和诫勉的作用。以身边人身边事为教材，不断制作警示光碟，多层次进行巡回教育；以警示教育基地为载体，推动预防教育进党校、廉洁文化进校园、公益广告进媒体、法律服务进社区等工作常态化，推动预防文化建设，营造全社会的廉洁氛围。
同步发展策略 篇10
无轴承同步磁阻电机是一种高技术新型特种电机[1], 该电机能同时实现旋转和悬浮运行, 同时具有许多优点:噪声低、功耗低、转速高等, 具有广泛的应用前景。
无轴承同步磁阻电机实现稳定悬浮控制的难点和关键是对转子位移的检测, 目前大都采用电涡流位移传感器来检测转子位移[2]。但位移传感器会导致电机体积增大、可靠性降低[3], 同时位移传感器增大系统的成本, 制约无轴承同步磁阻电机的推广应用。
1 转子位移观测原理
在两相静止α, β坐标系下, 无轴承同步磁阻电机转矩绕组磁链与转矩绕组、悬浮绕组中电流关系[4]为:
式中Ψα, Ψβ分别转矩绕组α, β轴磁链;iα1, iβ1分别为转矩绕组两相电流;ix, iy分别为悬浮绕组两相电流;Lα, Lβ分别为转矩绕组两相电感;α, β分别为两相静止坐标下的转子位移分量;Kα, Kβ分别为电机两相悬浮力/电流常数, 大小为[5]
式中:电机凸极转子极弧角度为30°;δ为气隙长度;N2, N4分别为悬浮绕组和转矩绕组每相串联有效匝数;μ0为真空磁导率;l为铁心长度;r为转子外径。
求解式 (1, 2) , 可得电机转子径向位移的表达式为
式 (3) 构建了转子位移观测器的数学模型, 可以通过检测电机转矩绕组、悬浮绕组中电流、电压信号, 进一步估算转矩绕组磁链, 从而实现转子径向位移的观测, 无需机械式位移传感器。
2 转矩绕组磁链观测
由上述式 (3) 可知, 电机转矩绕组磁链Ψα, Ψβ观测结果直接影响无位移传感器控制系统的性能, 文章采用电压模型估计方法。在两相静止坐标下, 无轴承同步磁阻电机转矩绕组磁链观测值Ψα, Ψβ的估计模型为
式中eα, eβ为电机转矩绕组定子反电动势, uα1, uβ1为转矩绕组等效电压, R1为转矩绕组电阻。
为降低上述式 (4) 中纯积分环节带来的直流偏置问题和积分初始化偏差问题, 采用输入信号截止频率为ωc的低通滤波器1/ (s+ωc) 取代式 (4) 中纯积分环节, 则改进后的转矩绕组磁链观测值Ψα1, Ψβ1为
式中s为拉普拉斯算子, ωc为电机同步角频率。将上述改进后的转矩绕组磁链观测值Ψα1, Ψβ1带入式 (3) 中, 则可估算被控电机转子位移, 最终可以省略掉复杂昂贵的机械位移传感器。
基于上述式 (4, 5) , 可得转矩绕组磁链观测器的结构如图1。
3 电机悬浮控制系统
无轴承同步磁阻电机控制系统包含悬浮子系统和转矩子系统, 悬浮子系统的前提是建立悬浮力与电机两套绕组电流之间的关系。在两相静止α, β坐标下, 悬浮绕组电流iα2, iβ2与悬浮力Fα, Fβ的关系为[6]
式 (6) 即为悬浮力/电流调制的数学模型, 式中id, iq分别为转矩绕组d, q轴电流, θ为转子空间电角度。当悬浮力/电流调制模型的输入为径向悬浮力的参考值Fα*, Fβ*时, 依据式 (6) 可得悬浮绕组的电流指令值i*α2, i*β2。
图2给出了包含悬浮子系统、转矩子系统、位移和磁链观测器的无位移传感器控制系统结构, 图中转子位移指令值和观测值的偏差经PID后产生悬浮力指令值, 再经悬浮力/电流调制器输出参考电流i*α2, i*β2, 将此参考电流进行坐标变换得到三相参考电流, 将其作为电流滞环PWM电压源逆变器的输入。该PWM逆变器输出实际需要的三相电流向被控电机供电, 从而实现转子的稳定悬浮运行。图2中电机转矩子系统采用矢量控制[7], 当固定励磁电流id*时, 转矩大小同转矩电流iq*成正比。
4 仿真
在MATLAB环境下进行了控制系统仿真研究, 电机仿真参数为:悬浮绕组极对数p2=1, 悬浮绕组自感Lx=Ly=0.25 H, 悬浮绕组每相电阻Rs2=0.95Ω;转矩绕组极对数p1=2, Lα=0.12 H、Lβ=0.06H, 每相电阻Rs1=0.7Ω;转子质量m=1.5kg, 转动惯量J=0.002 5kg·m2, 气隙长度δ=0.35mm。
图3为电机转矩响应曲线, 电机带空载起动, 在1.0s时转矩突变为0.5N·m, 由图可见转矩子系统具有快速、良好的响应特性。
图4为电机转速曲线, 电机空载起动, 初始转速设定为4 000r/min, 在1.0s时转矩变化对转速基本无影响, 可见系统具有良好的转速响应特性。
图5为电机在上述转矩和转速设定条件下, 转子α轴方向转子位移观测结果。α轴初始位移设定为α=-0.25mm, 转子位移的调节时间和超调量较小, 很快收敛于中心位置, 可见去除位移传感器后的系统能稳定悬浮。
图6为电机在上述转矩和转速设定条件下, 转子β轴方向转子位移观测结果。β轴初始位移同样设定为β=-0.25mm, 相比转子α轴, 转子β轴位移有一定的波动, 但基本能趋于中心位置。
5 结束语
仿真结果表明该方法无需位移传感器便可有效观测转子位移, 可实现负载扰动条件下无轴承同步磁阻电机的稳定悬浮和调速运行。本方法能较好实现对转子实际位移的跟踪估计, 并且控制系统结构简单, 易于实现。对电机的无位移传感器控制系统进行了仿真研究, 结果表明采用本方法的控制系统具有良好的动态和静态性能。
摘要：为降低无轴承同步磁阻电机系统总成本, 缩小电机体积和长度, 拓宽无轴承同步磁阻电机的应用领域, 有必要省略位移传感器。文章提出无轴承同步磁阻电机电压模型法转子位移估计策略, 对电机转矩绕组磁链进行观测, 设计转子位移观测器, 建立电机的无位移传感器控制系统。最后借用仿真软件验证系统的优良性能。
关键词：无轴承同步磁阻电机,无位移传感器控制,位移观测
参考文献
[1]Tera T, Yamauchi Y, Chiba A, et al.Perfomances of bearingless and sensorless induction motor drive based on mutual inductances and rotor displacements estimation[J].IEEE Trans.on Industry Applications, 2006, 53 (1) :187-194.
[2]张兴华.感应电机的无速度传感器逆解耦控制[J].电工技术学报, 2005, 20 (9) :55-60.
[3]孙海军, 郭庆鼎, 李俊.无轴承电机的无速度传感器控制[J].沈阳工业大学学报, 2008, 30 (6) :613-617.
[4]Suzuki T O.An air2gap2flux2oriented vect or con2troller for stable operati on of bearingless inducti on motros[J].IEEE Trans on Ind, 2000, 7 (4) :1069-1076.
[5]年珩, 贺益康.感应型无轴承磁悬浮力精确模型及其反馈控制[J].中国电机工程学报, 2003, 23 (11) :139-144.
[6]张汉年, 孙刚, 刘合祥.无轴承同步磁阻电机高频信号注入法无位移传感器控制[J].微电机, 2012, 45 (1) :67-70.
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