一种超低功耗电子式电流互感器设计

2022-09-11

0 引言

随着智能电网的迅速发展和电力设备数字化改造进程的推进, 电力行业的大数据环境正在形成, 可靠、准确、实时的电流信号采集是电力大数据应用的基础[1,2]。新型电子式电流互感器具有传统电磁式电流互感器不可比拟的优点:体积小、重量轻、动态测量范围大、数字化接口等, 符合智能电网发展的要求。

电子式电流互感器的主要发展方向为光学电流互感器、空芯线圈电流互感器和低功耗电流互感器[3,4]。光学电流互感器的原理主要基于法拉第磁光效应, 通过光信号进行信息变换和传输, 与高压电路光隔离, 其缺点是易受温度和振动的影响, 导致长期运行的稳定性差。空芯线圈电流互感器同样易受外界温度和磁场等因素的干扰。低功耗电流互感器是在传统电磁式互感器的基础上的改进, 按照高阻抗电阻设计, 暂态特性得到改善, 扩大了测量范围, 降低了功耗[5,6,7]。

本文设计了一种0.2S级的超低功耗电子式电流互感器, 其技术路线是利用高精度弱电流互感器取样、微功耗AD转换电路将电流信号在高电位数字化, 利用光纤将数据从高压端传送至低压端, 实现了光隔离和数据的实时、无失真、无干扰传输。通过优化系统设计, 功耗仅有20m W, 由12V 5Ah高温电池单独供电可以工作12个月。

1 超低功耗电子式电流互感器设计

1.1 高精度弱电流互感器设计

低功耗电流互感器是传统电流互感器的改进, 其工作原理如图1所示, 图中P1、P2和S1、S2分别为一二次侧接线端子, N1、N2为一二次侧绕组匝数, I1、I2为一二次侧电流, Rsh为取样电阻, Rb为负载阻抗, 二次侧电压信号与一次侧电流信号成正比[8,9]。

电流互感器等效电路如图2所示, 其中R1、L1为一次侧等效阻抗, Rm、Lm为励磁阻抗, Z为二次负荷阻抗。电流互感器正常运行时, 由于励磁电流的存在, 导致二次测量误差ε, 包括比差e和角差δ[10,11,12]。

其中, Z2为线圈内阻抗, l为铁心平均磁路长度 (cm) , f为频率, μ为导磁率, N2为二次绕组匝数, S为铁心截面积, K为铁心叠片系数, I0为励磁电流, I1为一次绕组电流, α为二次回路的阻抗角, φ为铁心损耗角。

为了降低误差, 由式 (2) ~ (4) 可知:

1、随着一次电流的增大, 铁芯磁密增加, 磁导率和损耗角μ也增加, 误差减小。

2、误差和二次负荷的大小成正比, 减小二次负荷可以减小误差。

3、增加线圈匝数可以提高激磁阻抗, 减小I0, 从而降低误差。因此合理选择二次线圈的匝数十分重要。

4、误差与平均磁路长度l成正比, l越小则误差越小, 同时节约铁心材料。减小l的前提是保证一次线圈和二次线圈之间的绝缘。

5、误差和铁芯的截面成反比, 增大铁心的截面, 铁心的磁导率下降, 铁芯的平均磁路长度增加, 二次线圈的内阻抗增大, 误差增大。

6、误差与铁芯磁导率成反比。常见的铁芯材料如表1所示[15-16]。

本文设计的弱电流互感器具有0.02级准确度, 匝比为1:3000, 二次电阻为26.2Ω, 铁心材料为微晶合金。从表1可知, 微晶合金在弱电流时具有高磁导率, 其密度和叠片系数均低于玻莫合金铁芯, 实现同样的性能, 前者的成本可以低1/3, 质量减少1/4, 且具有更宽的线性测量范围。

1.2 超低功耗驱动滤波器设计

为了减少被测信号受二次负荷电流变化的影响, 在被测信号和ADC之间设置了驱动放大器, 使信号采集电路具有高输入阻抗和低输出阻抗。现有的驱动放大器大多为反向比例放大器、伪差分放大器、差分放大器等[13,14], 应用在模数转换前置电路中各有优劣。

在反向比例放大电路中, 二次侧的电压信号为输入信号, 对其进行电压调整以提高输入阻抗。但电路中的共模信号VCMRR会被同时放大, 产生信号误差。

伪差分电路可以避免共模信号的干扰, 减少信号源与设备参考地电位的电位差产生的影响, 同时也建立了一个相对于地电位的参考电位。由于参考电压VRef在实际电路中的浮动问题, 会影响整个电路的放大精度。

全差分电路既可以避免共模信号的干扰, 也可以避免参考点电压浮动的问题。但实际使用中, 由于电阻理论值与实际值之间存在误差, 因此可能导致正负半周放大倍数AF不一致。因此需要在算法上进行修正, 选择的合适带宽的全差分放大器以满足放大倍数的要求。

本文设计的输入驱动电路主要包括两个部分:驱动放大器和RC滤波器。驱动放大器用于调节输入电压信号, 其高输入阻抗和低输出阻抗在信号源和ADC之间提供了一个缓冲。RC滤波器有助于减弱来自ADC开关电容器输入级的反冲噪声, 并且作为一个抗混叠滤波器限制了前端电路产生的宽频带噪声。

本文选择全差分驱动放大电路的四个电阻阻值相同, 构成一个全差分驱动滤波器, 由式 (8) 计算全差分滤波器带宽。

一般来说, 驱动放大器的功耗随带宽增大而增大。通过以上设计, 减少了放大倍数对带宽的要求而产生的功耗。

1.3 超低功耗模数转换设计

模数转换需要稳定的基准电压, 而基准电压的抖动会严重影响测量准确性。

其中, Vref为电压基准理想值, 为电压基准噪声, N为ADC位数。

电压基准存在噪声。在一次电流为额定电流的1%时, 电压基准的噪声造成的误差达到0.13%。为了满足超低功耗S级测量准确度的要求, 设计一个稳定的电压基准滤波器十分关键。本文利用标准电压基准结合超低功耗驱动滤波器对噪声进行滤波, 如图7所示。

通过设计R3和C6组成的低通滤波器能够减少ADC芯片的宽频带噪声, 同时, 通过R4和C8引入双反馈, 生成一个比低通滤波器设定频率低10倍的截止频率, 对电压基准的电压抖动进行补偿, 使电压基准的噪声小于1/2LSB, 避免了由于电压基准抖动产生模数转换误差。但由于器件之间的不一致性和寄生效应, 需保证双反馈RC滤波器的相位裕度大于40°。

同时, 在小信号情况下, 特别是信号小于10m V情况下, 易受到噪声信号的干扰, 因此选择数值适中的电压基准可以平衡精度与功耗。本文选择了5V的电压基准, 相比于3V的电压基准, 功耗增加了0.2 m W, 但为了保证互感器的精度, 需要牺牲一定的功耗。

ADC的采样速率与功耗成正比, 0.2S准确级要求在1%额定电流时的比差小于0.75%, 100%额定电流时的角差小于10′, 即延迟小于10us, 因此本文选择了采样速率为100K的16位ADC。

1.4 光电转换稳定性设计

光电转换和信号传输过程中存在信号抖动。通过对标准信号传输过程的模拟分析, 发现由于发送频率不稳定、报文抖动等因素, 导致离散点时间特性随机抖动, 由此引起的比差约0.15%、角差约10分, 影响不容忽视。

如果选取单片机作为信号采集处理单元也作为合并单元, 结构上采用串行结构[8,13,15], 在数字传输过程中易受到采集数据等过程影响, 导致时序紊乱, 从而造成互感器误差。本文选择小容量的CPLD作为合并单元, 利用其并行结构的优点, 通过其内部稳定的时序控制功能调节单片机的时序, 降低了因时间抖动造成的误差。

1.5 微功耗数据传输系统设计

本文选择微功耗单片机作为信号采集处理单元, 比采用CPLD降低功耗70%。CPLD作为唤醒控制器, 以固定频率唤醒单片机, 完成数据采集后进入休眠状态, 使功耗降低了85%。同时, CPLD作为合并单元, 与站控层通信, 如图8所示。

2 取能系统

本文提出了一种二次侧为并联结构、带匝比切换的取能系统, 如图9所示, 包括耦合取能单元, 控制单元及电压调整单元。

耦合取能单元的二次侧由两个线圈并联, 其中一个线圈永久闭合, 另一个线圈根据一次电流大小投切, 以解决小电流时的供电死区问题。控制单元由两个继电器组成, 其中一个继电器常开并与投切线圈串接, 该继电器为, 另一个继电器常闭并与投切线圈并接, 动作信号由控制单元发出。双继电器投切电路通过先闭合并联支路上的继电器, 延时0.01s后再断开串联支路上的继电器, 使感性线圈的能量释放, 避免产生过电压。

电压调整单元由整流电路和电压变换电路构成。控制单元通过采样负载两端的电压, 利用PID算法调节PWM的脉宽来控制负载端电压, 实现稳压的目的。此外, 控制单元还负责监测一次电流大小并向投切单元发出控制指令。

取能单元输出的直流电压通过DC-DC电路将电压降至3V, 低工作电压可以降低功耗。本文利用双向DC-DC电路与电池的组合。断电时由电池向设备供电, 当电网恢复供电后对电池充电, 电池带有自保护装置, 科研有效地提高可靠性。

3 实验测试

3.1 准确度校验

原理样机如图11所示, 高精度弱电流电流互感器与信号处理单元置于顶部。将样机 (额定电流300A) 的输出信号以标准FT3格式接入NT700电子式互感器校验仪, 与标准电流互感器的采样信号比对, 得到样机的测量误差如表2所示, 满足0.2S级准确度。

表2.准确度测量结果

3.2 功耗测试

将样机的供电改为可调恒压源接入, 利用ITECH功率分析仪对样机的功耗进行测试, 并将一次侧电流设定为额定电流300A, 功耗仅为20m W。

4 总结

本文设计了一种0.2S准确级的超低功耗高精度电流互感器, 其特点为:

(1) 高精度弱电流互感器的准确度为0.02级, 其铁心采用了微晶合金。

(2) 设计了一种超低功耗驱动滤波器, 避免了共模信号的干扰和参考点电压浮动的问题, 降低了功耗。设计了一个电压基准与滤波器组合结构, 显著地提高了互感器准确度。

(3) 将CPLD作为唤醒控制器, 以固定频率唤醒单片机, 微处理器完成信号转换后休眠, 功耗降低了85%。

(4) 原理样机的功耗仅为20m W, 且绝缘简单、成本低。

摘要:本文设计了一种0.2S准确级的超低功耗电子式电流互感器, 其技术路线是利用高精度弱电流互感器取样、微功耗AD转换电路将电流信号在高电位数字化, 利用光纤将数据从高压侧传送至低压侧, 实现了光隔离与数据的无失真、无干扰传输。通过系统优化设计, 功耗仅有20mW。

关键词:电子式电流互感器,超低功耗,数字化,光隔离

参考文献

[1] 王均梅, 吴春风, 王晓琪.我国电力互感器的发展概况及应用现状[J].电力设备, 2007, 8 (1) :5-10.

[2] 梅志刚.电子式电流互感器可靠性和准确度的研究[D].清华大学, 2004.

[3] 李红斌, 张明明, 刘延冰, 等.几种不同类型电子式电流互感器的研究与比较[J].高电压技术, 2004, 30 (1) :4-5.

[4] 刘昭.电子式电流互感器的特性及应用研究[D].华北电力大学 (北京) 华北电力大学, 2012.

[5] 胡鹏.电子式电流互感器的原理及应用[J].云南电力技术, 2011, 39 (5) :72-76.

[6] 谢琼香, 何瑞文, 蔡泽祥, 等.3种电子式电流互感器的传变特性分析与比较[J].电力系统及其自动化学报, 2014, 26 (5) :18-22.

[7] 王嫚嫚.电子式电流互感器的可靠性研究[D].山东大学, 2013.

[8] 刘艳峰, 刘广, 郭三涛, 等.基于MSP430单片机的低功耗电流互感器高压端的实现[J].电力系统通信, 2007, 28 (8) :53-57.

[9] 赵岩.电能计量的低功耗集成电路实现及采样方法研究[D].浙江大学, 2013.

[10] 王鹏.电子式互感器数据采集系统的研究与设计[D].大连理工大学, 2009.

[11] 王鹏, 罗承沐, 张贵新.基于低功率电流互感器的电子式电流互感器[J].电力系统自动化, 2006, 30 (4) :98-101.

[12] 龚伟.电子式电流互感器传感头的研究与设计[D].湖南大学, 2009.

[13] 方春恩, 李伟, 王军, 等.10 k V低功率电子式电流互感器LPCT的研究[J].高压电器, 2008, 44 (4) :312-314.

[14] 潘亮.ECT低功耗数据采集系统的设计[D].大连理工大学, 2008.

[15] 李红斌, 陈庆.电子式低功耗电流互感器的设计[J].传感器与微系统, 2004, 23 (3) :31-33.

[16] 冯娜, 尚秋峰.电子式电流互感器数字接口的研究进展[J].电测与仪表, 2007, 44 (6) :44-46.