电源补偿系统

2024-05-13

电源补偿系统（精选四篇）

电源补偿系统篇1

1 我国分布式电源的发展现状

借助于我国政府的大力扶持,分布式电源产业近十年来在我国飞速发展。根据我国《能源发展十二五规划》中要求,需要不断加快光伏发电、风力发电、水力发电、生物质能发电、地热能发电、海洋能发电的分布式能源开发利用。为了从政策上推动分布式电源的发展,我国分别于2011年出台了《关于发展天然气分布式能源的指导意见》、2013年出台了《分布式光伏发电项目管理暂行办法》,同期,能源局也印发了《关于大力发展分布式发电意见》,提出了分布式发电需要以自发自用为主,多余的电能则上传至国家电网,实现电网平衡的运营模式。

2 分布式电源并网对相关利益主体的影响分析

(1)分布式电源并网对于发电企业的影响。从国家政策上来看,电网公司在分布式电源并网过程中不仅仅需要承担接入系统建设以及公共电网改造的成本支出,还需要承担容量备用等辅助服务费用。作为引发辅助服务的分布式电源用户则不需要承担辅助费用支持,辅助服务的费用完全由发电企业独力承担,这就意味着发电企业与电网公司的收益会下降。如何协调分布式电源并网后发电企业在辅助费用方面的支出,保证发电企业的合理收益,是需要考量的主要问题,见图1。

(2)分布式电源并网对电网公司的影响。随着分布式电源用户的网络接入,电网公司现有的配电网与变电站以无法满足使用需求,进一步升级配电网与变电站已然是大势所趋。但是结合我国颁布的《分布式电源并网服务与管理意见》中相关规定,公共电网改造的一系列活动。由于国家政府对于电网公司在这一领域的补贴相对不足,电网公司接入系统投资的成本往往无法收回,加之运营成本的上升,对分布式电源并网的进一步发展造成了一定的制约。

(3)分布式电源并网对社会的影响。分布式电源并网能够在很大程度上起到节约资源,降低污染的作用,这无疑更为契合现阶段我国可持续发展战略目标的实施。同时,分布式并网也能够起到明显的环境效益,缓解我国目前不可再生资源紧张的现状,保证我国经济发展不竭的动力。分布式发电作为国家电网电力的补充,会带来大量的社会环境效益,同时保证全社会都能从中受益,政府也需要做好协调工作,处理好责任与受益的关系。但是就目前情况来看,在现阶段电力监管体制之下,多数人对于分布式发电带来的环境效益认知程度相对较低,致使分布式发电带来的一系列环境效益未能得到充分的体现。

(4)分布式电源并网对于能源业主的影响。现阶段,分布式电源发电并网主要有两种模式,一种是全部用电自发自用,另一种则是在满足自发自用的基础上,剩余电量上网。第一种模式下,电流的方向属于单向的,所有电能都是从公共电网流向分布式电源系统用户端,第二种方式则是双向的,分布式电源不仅仅能够在公共电网上并网运行,还可以输送多余的电量进入国家电网,并按照上网的电力价格进行结算。基于此,分布式电源业主不仅仅能够通过建立分布式电源系统满足自身用电需求,还能够通过余电上网的方式获取额外的收益。

3 分布式电源补偿机制设计

分布式电源补偿机制设计的根本目的是在推动分布式电源发展的同时,保证相关利益主体的合理收益,因此在进行补偿机制设计的时候,需要从客观公正、公平计量、成本价合理投资回报补偿、责任补偿、受益补偿以及和谐发展等多个角度切入。

(1)设计思路。分布式电源补偿机制的设计,第一步在于计算并网后市场主体的增量成本与收益,并基于此对实际利润进行计算,第二步是遵循责任补偿制,责任方需要对受损方的合理成本与合理利润总成本进行补偿,补偿的种类与额度需要进行进一步的协商,第三步是基于社会发展的和谐与问题,根据受益者的实际支付能力与政府的发展职能,不断优化与调整受损方获得的补偿种类与额度并选定最优的补偿方案,见图2。

(2)分布式电源并网补偿体系构建。按照分布式电源并网补偿体系的设计思路,可以根据责任补偿制的原则对分布式电源用户与相关利益主体服务费用进行补偿,以保证相关利益主体的合理利益。同时,由于分布式电源用户投资建设了分布式电源系统,为社会的良性发展、环境保护做出了巨大的贡献,国家政府也可以通过多元化的渠道对其投资进行汇报,这样能够激励更多的企业用户投资分布式电源系统,在缓解能源紧张、保护环境、实现可持续发展方面作进一步的努力,分布式电源并网补偿体系图见图3所示。

(3)分布式电源并网补偿方案。对于发电企业而言,分布式电源并网需要以责任补偿制为基本原则,辅助服务费的收费机制可以充分参考自备电厂,有能源业主承担介入配电网的辅助服务费用,补偿金额则是实际增加的辅助费用,补偿方案主要是根据分布式电源介入电网后对发电厂提供辅助服务的成本。总的来说,与电网相关联的所有项目,都需要向电网公司支付系统的备用费用,对于部分没有约定备用容量的系统,那么久可以按照受电变压器的最大徐良扣减电网供电平均负荷得出最终数据,见图4。

4 结束语

近年来,我国政府不断加大分布式电源的扶持力度,不仅从政策上给予了极大的优惠,还调拨了大量的资金补贴相关企业。本文就从我国当前分布式能源发展政策现状切入,结合目前分布式电源并网中存在的主要问题进行分析,试探性的提出了一系列的补偿机制,希望能够对广大同行起到参考与借鉴的作用。

摘要：本文主要是对我国分布式电源的发展现状进行分析,探讨其对各个相关主体造成的影响,试探性的提出一系列针对我国分布式电源产业的费用补偿体系,包括辅助服务费、接网费、发电量补贴、设备补贴等。依靠综合补偿机制,能够更好的保障分布式电源业主、发电企业以及电网公司的合理利益,除此之外,分布式电源综合补偿机制也能够对我国分布式电源产业健康、稳定、快速的发展起到积极的促进作用。

关键词：分布式电源,综合补偿机制,可持续发展

参考文献

[1]张轶姿,彭小东,杜敏,周波,李震宇.分布式电源综合补偿机制研究[J].电力需求侧管理,2015(04):13-19.

[2]王瑞琪.分布式发电与微网系统多目标优化设计与协调控制研究[D].山东大学,2013.

电源补偿系统篇2

由于MOSFET及IGBT和软开关技术在电力电子电路中的广泛应用，使得功率变换器的开关频率越来越高，结构更加紧凑，但亦带来许多问题，如寄生元件产生的影响加剧，电磁辐射加剧等，所以EMI问题是目前电力电子界关注的主要问题之一。

图1 CM及DM噪声电流的耦合路径示意图

传导是电力电子装置中干扰传播的重要途径。差模干扰和共模干扰是主要的传导干扰形态。多数情况下，功率变换器的传导干扰以共模干扰为主。本文介绍了一种基于补偿原理的无源共模干扰抑制技术，并成功地应用于多种功率变换器拓扑中。理论和实验结果都证明了，它能有效地减小电路中的高频传导共模干扰。这一方案的优越性在于，它无需额外的控制电路和辅助电源，不依赖于电源变换器其他部分的运行情况，结构简单、紧凑。

1 补偿原理

共模噪声与差模噪声产生的内部机制有所不同：差模噪声主要由开关变换器的脉动电流引起；共模噪声则主要由较高的dv/dt与杂散参数间相互作用而产生的高频振荡引起。如图1所示。共模电流包含连线到接地面的位移电流，同时，由于开关器件端子上的dv/dt是最大的，所以开关器件与散热片之间的杂散电容也将产生共模电流。图2给出了这种新型共模噪声抑制电路所依据的本质概念。开关器件的dv/dt通过外壳和散热片之间的寄生电容对地形成噪声电流。抑制电路通过检测器件的dv/dt，并把它反相，然后加到一个补偿电容上面，从而形成补偿电流对噪声电流的抵消。即补偿电流与噪声电流等幅但相位相差180°，并且也流入接地层。根据基尔霍夫电流定律，这两股电流在接地点汇流为零，于是50Ω的阻抗平衡网络（LISN）电阻（接测量接收机的BNC端口）上的共模噪声电压被大大减弱了。

图3 带无源共模抑制电路的隔离型反激变换器

2 基于补偿原理的共模干扰抑制技术在开关电源中的应用

本文以单端反激电路为例，介绍基于补偿原理的共模干扰抑制技术在功率变换器中的应用。图3给出了典型单端反激变换器的拓扑结构，并加入了新的共模噪声抑制电路。如图3所示，从开关器件过来的dv/dt所导致的寄生电流ipara注入接地层，附加抑制电路产生的反相噪声补偿电流icomp也同时注入接地层。理想的状况就是这两股电流相加为零，从而大大减少了流向LISN电阻的共模电流。利用现有电路中的电源变压器磁芯，在原绕组结构上再增加一个附加绕组NC。由于该绕组只需流过由补偿电容Ccomp产生的反向噪声电流，所以它的线径相对原副方的NP及NS绕组显得很小（由实际装置的设计考虑决定）。附加电路中的补偿电容Ccomp主要是用来产生和由寄生电容Cpara引起的.寄生噪声电流反相的补偿电流。Ccomp的大小由Cpara和绕组匝比NP∶NC决定。如果NP∶NC=1，则Ccomp的电容值取得和Cpara相当；若NP∶NC≠1，则Ccomp的取值要满足icomp=Cpara・dv/dt。

图4和图5

此外，还可以通过改造诸如Buck，Half-bridge等DC/DC变换器中的电感或变压器，从而形成无源补偿电路，实现噪声的抑制，如图4，图5所示。

3 实验及结果

实验采用了一台5kW/50Hz艇用逆变器的单端反激辅助电源作为实验平台。交流调压器的输出经过LISN送入整流桥，整流后的直流输出作为反激电路的输入。多点测得开关管集电极对实验地（机壳）的寄生电容大约为80pF，鉴于实验室现有的电容元件，取用了一个100pF，耐压1kV的瓷片电容作为补偿电容。一接地铝板作为实验桌面，LISN及待测反激电源的外壳均良好接地。图6是补偿绕组电压和原方绕组电压波形。补偿绕组精确的反相重现了原方绕组的波形。图7是流过补偿电容的电流和开关管散热器对地寄生电流的波形。从图7可以看出，补偿电流和寄生电流波形相位相差180°，在一些波形尖刺方面也较好地吻合。但是，由于开关管的金属外壳为集电极且与散热器相通，散热器形状的不规则导致了开关管寄生电容测量的不确定性。由图7可见，补偿电流的幅值大于实际寄生电流，说明补偿电容的取值与寄生电容的逼近程度不够好，取值略偏大。图8给出了补偿电路加入前后，流入LISN接地线的共模电流波形比较。经过共模抑制电路的电流平衡后，共模电流的尖峰得到了很好的抑制，实验数据表明，最大的抑制量大约有14mA左右。

(本网网收集整理)

图9是用AgilentE4402B频谱分析仪测得的共模电流的频谱波形。可见100kHz到2MHz的频率范围内的CM噪声得到了较好的抑制。但是，在3MHz左右出现了一个幅值突起，之后的高频段也未见明显的衰减，这说明在高频条件下，电路的分布参数成了噪声耦合主要的影响因素，补偿电路带来的高频振荡也部分增加

了共模EMI噪声的高频成份。但从滤波器设计的角度来看，这并不太多影响由于降低了低次谐波噪声而节省的设备开支。若是能较精确地调节补偿电容，使其尽可能接近寄生电容Cpara的值，那么抑制的效果会在此基础上有所改善。

4 此技术的局限性

图10中的（a），（b），（c），（d）给出了噪声抑制电路无法起到正常效用时的电压、电流的波形仿真情况。这里主要包含了两种情况：

第一种情况是在输入电容的等效串联电感（ESL）上遇到的。电感在整个电路中充当了限制电流变化率di/dt的角色，很显然LISN中大电感量的串联电感限制了变换器电源作为电流源提供的能力。因此，这些脉动电流所需的能量必须靠输入电容来供给，但是输入电容自身的ESL也限制了它们作为电流源的能力。ESL愈大，则输入端电容提供给补偿变压器所需高频电流的能力愈受限制。当ESL为100nH时，补偿电路几乎失效。图10（a）中虽说补偿电压与寄生CM电压波形非常近似，但是图10（b）中却很明显看出流过补偿电容Ccomp的电流被限制了。

另外一种严重的情况是补偿变压器的漏感。当把变压器漏感从原来磁化电感的0.1％增大到10％的时候，补偿电路也开始失效，如图10（c）及图10（d）所示。补偿绕组电压波形由于漏感和磁化电感的缘故发生分叉。如果漏感相对于磁化电感来说很小的话，这个波形畸变可以忽略，但实际补偿电容上呈现的dv/dt波形已经恶化，以至于补偿电路无法有效发挥抑制作用。

为了解决ESL和变压器漏感这两个严重的限制因素，可以采取以下措施：对于输入电容的ESL，要尽量降低至可以接受的程度，通过并联低ESL值的电容来改善；密绕原方绕组和补偿绕组可以有效降低漏感。

图10 噪声电路失效仿真电压、电流波形

5 结语

架空线路监测系统电源方案篇3

【关键词】架空线路；监测系统；电源

1.前言

近年来，各行各业对电力的质量要求越来越高，相应高压输电线路的安全性和稳定性显得尤为重要。这也就迫切的需要进行高压线路在线实时监测，以保证高压输电线路的安全稳定运行。随着技术的发展，高电压输电线路污秽绝缘子串的泄露电流，导线覆冰监测，导线温度在线监测等设备大量使用，但其电源的供给是个问题。

低压线路取电需要从杆塔下面牵引导线，对实际的工程施工不利，同时存在高压线路串扰的安全隐患。由于大多数的输电线路都地处偏远，难以按常规办法解决电源供给问题，因而这些设备普遍采用太能供电。由于太阳能电池受气候环境、地理因素的影响较大，需要蓄电池进行进行电能的存储。太阳能电池和蓄电池寿命问题，使得设备的维护成本大大增加。

在这里我们的研究重点是小功率设备电源的设计，侧重于提高取电装置的电流适应范围和保护电路的设计。经实际调查二次接地线中存在20A左右的接地电流，可以提供一定的能量。

2.感应取电的原理

其基本原理是：电源取能线圈通过电磁感应方式从二次接地线上感应一定的交流电，再经过整流、稳压和电池充放电管理电路为监测终端供电。方案的总体框图，如图1所示。

高压感应取电是一个金属线圈套在导线上，在高压线上固定线圈有诸多问题函需解决：产生涡流，从而引起取电装置发热；在线路电流的宽范围变化情况下，电源输出不稳定；在大电流的情况下取能铁心易于深度饱和，铁芯过热，外壳温度升高，设备内部绝缘损坏；在短路及冲击电流下电源的可靠运行得不到保障。

在这里我们选电流相对较大且稳定的高压线路二次接地线作为取电的母线。对于采用本线路电流感应取能供电方式来说，电源的能量是来自高压线路的，取能途径是通过在导线上套装取能线圈将导线能量转换到二次侧，实现隔离式供电。装置以蓄电池为储能元件。这种方式可以为用电设备提供稳定的电源，以及较大的瞬间电能，更适合用在电源质量较高的场合。当线路电流过低或者需要瞬间大电流的时候，将接入电池以辅助供能。

防雷保护电路用来避免因雷电冲击造成电源电路损坏。在取电线圈后加TVS管，限制因雷击或者线路瞬时大电流造成的瞬间高电压。

整流滤波电路将感应到的交流电转换为直流电。升压稳压电路将整流之后的较低的直流升压到15V左右。

使用电池作为后备电源，为了延长电池的使用寿命，合理的充放电管理非常重要。充放电管理电路采用电单片机采样信号。单片机判断电池充电状况，充放电管理电路通过恒流、恒压、浮充三个阶段为蓄电池充电。当电充满后，控制电路工作，控制分流线圈导通，停止取能。

3.理论分析和参数设计

3.1 取能装置中磁芯材料的选取

二次接地线的电流在20A左右，磁芯材料选择的原则是效率高，损耗小。磁芯的启动电流越高越好，换言之，需要选取初始磁导率较高的磁性材料。另外，实际的可供输入的能量和系统的负荷需求相差不大，这就需要磁芯的充磁和放磁的效率高，即BH特性曲线所围成的面积越小越好。在查阅大量的磁芯材料的参数特性手册之后，选取微晶磁芯。

3.2 磁芯的尺寸和线圈匝数的确定

由于磁芯材料工作在非饱和电流的情况下，存在一个最大的输出功率点，且最大功率点仅和磁芯的磁导率、磁路长度及截面积、一次侧电流有关，与副边线圈的匝数无关。在上面的材料确定之后，需要确定磁芯的磁路长度（周长L）和磁芯的横截面积（窗口面积S）。本方案中的系统功率设计在10W左右，经计算得L=6cm，S=580mm2。副边线圈的匝数和后面的DC/DC的输入电压的变化范围有关。

3.3 升压稳压电路的设计

升压稳压电路如图2所示。输入电压经过升压电路上升到15V左右，为蓄电池充电。在这里，输入电源为直流电流源。与普通的boost电路不同，相应电路为电流-电压型boost电路。

3.4 充电管理

单片机通过采样得到电池电压，当检测到电池两端电压小于13.5v时，开关管始终导通，采用全通方式充电。如果检测到蓄电池电压大于13.5v并小于14.4v时，采用脉宽调制方式充电。当蓄电池了两段电压达到14.4v时，停止充电。这种方式能够达到延长蓄电池寿命的目的。

3.5 蓄电池的选取

系统中的监控终端中的摄像头设备，在操作时的功率不少于在10W左右，不操作时其它设备的待机电流也在300mA以上，日耗电量大于10Ah，为了满足频繁操作云台的需求，同时也为了系统供电留一定的裕量，实际选取20Ah。

4.实际的设计中应考虑的因素

由于该电源工作在室外环境，除满足一般电源的基本要求外，电路的防护也是电源安全性的重要保证。电源的防护设计既要使电源能够在温差范围大的环境正常工作，还要使电源具有防火、防潮、防雨、抗震、防雷电浪涌、抗电磁干扰的能力。

5.结束语

针对在线监测开发了感应取电装置，采用通常的10w模拟摄像头对电源输出，电池充电等情况进行测试。设备在二次接地线各电流状态线均能输出稳定的12v电压，并且没有发热状况出现。在短时间的电压跌落然后恢复的情况下，设备稳定工作。

由于缺乏电源装置，目前高压输电线上的设备一般都采用太阳能电池供电，太陽能电池效率低，影响设备的工作效率，因而开发在线取电装置时非常必要的。本文通过理论分析和实验，开发了一种应用于高压输电线路上的供电设备。通过单片机对取能、保护、充电等过程进行管理。从实际应用中来看，在一定程度上解决了高压输电线路上的取能问题。

参考文献

[1]徐青松，季洪献，侯炜等.监测导线温度实现输电线路增容新技术[J].电网技术，2006（S1）：171-176.

[2]王晓希.特高压输电线路状态监测技术的应用[J].电网技术，2007，31（22）：7-11.

新型小功率开关电源补偿电路的研制篇4

关键词：开关电源,BUCK变换器,双极点-双零点补偿器,环路补偿

0 引言

开关电源的核心部分是DC-DC变换器, 由于DC-DC变换电路可以实现直流电压大范围的升压和降压, 而且效率高、易于控制, 在电力传输和工业控制等领域得到了广泛应用。但是DC-DC变换电路输出可能有偏差, 环路设计就变成一项很重要的工作, 它关系到电路的稳定性、响应速度动态过冲等指标。但由于缺乏环路设计的理论分析, 往往需要花费大量的时间来调试。本文运用电压反馈型BUCK变换器的主拓扑和反馈控制模式作为DC-DC变换器的核心, 通过双极点-双零点补偿电路进一步探讨了反馈控制的传递函数和环路参数的设计方法。

1 BUCK变换器的结构和工作原理

电压反馈型BUCK变换器闭环控制系统由PWM控制器、IC芯片和反馈补偿网络3个部分组成, 如图1所示。

Vin-输入电压;Vout-输出电压;Vf-反馈电压

图2为典型的BUCK变换器没有补偿电路的开环图, 为了简化分析, 假定功率开关管Q和D为理想开关, 滤波电感L为理想电感 (电阻为0) , 电路工作在连续电流模式 (CCM) 下。Re为滤波电容C的等效串联电阻, R0为负载电阻。各状态变量的正方向定义如图2所示。Q导通时, 对电感列的状态方程有Ldi/dt=Uin-U0;Q断开、D续流导通时, 状态方程变为Ldi/dt=-U0。BUCK电路在电感电流连续时的控制-输出信号传递函数为

undefined

式 (1) 的分子为一阶微分环节, 有1个零点, 该零点的转折频率为

undefined

式 (2) 的分母为二阶积分环节。

BUCK电路的PWM波由UC3573芯片产生。

2 双极点-双零点补偿器

在DC-DC变换器中, 为了获得较高的效率, 会尽可能地减小电阻值, 导致系统常常工作在欠阻尼状态。为了获得较高的稳态精度, 系统总是要被设计成Ⅰ型系统。因为Ⅰ型系统是无差系统, 也就是它的稳态误差为零, 这样它就可以获得比较高的负载调整率和电压调整率。从式 (1) 可看出, 理想的BUCK变换器要得到稳定的暂态响应, 就要在环路中引入一个积分环节, 使系统的直流增益变为无穷大。然而, 由于积分环节的相位为-90°, 导致同时减小了相位裕度, 使带宽变窄, 或者系统变得不稳定, 所以要设计反馈网络改善系统性能, 为此, 笔者采用双极点-双零点补偿器。该补偿器的1对零点用来抵消滤波器双重极点的增益, 特别是该双重极点引起的相位滞后。通过这1对零点补偿后, 闭环增益在高于滤波极点处以-20 dB/dec (dB/dec为图4中每十倍频的分贝数) 的斜率下降。补偿器在高频处有1个极点来抵消电容ESR (等效串联阻抗) 引起的零点作用。此外在更高频率处还有1个极点, 以保证闭环增益和相位穿越频率处有良好的相位和增益裕度。它采用2个零点使相位增加180°, 减小在双极点时输出滤波器谐振的影响, 如图3所示。

该补偿器由R2、C6、C5组成, 电压反馈回路由R3、R4、C9组成。根据fxo<0.2fsw (fsw为系统开关管频率) 设置补偿器的极点和零点, 如图4所示, 取fxo=15 kHz, 根据这个频率确定输出特性增益曲线在穿越频率处 (原来是-20 dB/dec) 提升到0 dB所需要提供的增益量, 用式 (3) 近似得:

undefined

式 (3) 中:undefined, 为自然转折频率;C0为输出电容;L0为图2中的L;GDC为电路的直流增益。

为了得到所要的穿越频率而需要的中频带的增益G2及补偿滤波器的2个极点, 在滤波极点的一半处设置2个零点:

fez1=fez2=310 Hz

在第一个补偿零点处的增益为

G1=G2+20lg (fez2/fep1)

=9 dB+20lg (310 Hz/5 644 Hz)

=-16.2 dB

式中:fep1=1/ (2πRestC0) 。

第一个补偿极点设置在电容的ESR频率 (5 644 Hz) 处:

fep1=5 644 Hz

第二个补偿极点通过高于穿越频率的增益来维持高频率的稳定性: