微波接收机系统设计

微波接收机系统设计（精选七篇）

微波接收机系统设计 篇1

GPS卫星发送的导航定位信号是一种可供无数用户共享的信息资源。对于陆地、海洋和空间的广大用户，只要用户拥有能够接收、跟踪、变换和测量GPS信号的接收设备即GPS信号接收机，就可以在任何时候用GPS信号进行导航定位测量。GPS信号接收机的功能是能够捕获到按一定卫星高度截止角所选择的待测卫星的信号，并跟踪这些卫星的运行，对接收到的GPS信号进行变换、放大和处理、以便测量出GPS信号从卫星接收机天线的传播时间，解译GPS卫星所发送的导航电文，实时地计算出测站的3维位置甚至3维速度和时间。本课题接收机就是基于ARM可编程处理器的GPS接收机设计，用ARM来实现信号处理功能。

系统概述

GPS的整个系统由空间部分、地面控制部分和用户部分所组成。GPS的空间部分是由GPS工作卫星所组成，卫星都发出用于导航定位的信号, 用户正是利用这些信号来进行工作的;GPS的控制部分根据地面各监控站对GPS的观测数据, 计算出卫星的星历和卫星钟的改正参数等, 并将这些数据通过注入站注入到卫星中去, 并对卫星进行控制, 向其发布指令等;GPS的用户部分由GPS接收机、数据处理软件及相应的用户设备等所组成。它的作用是接收GPS卫星所发出的信号，利用这些信号进行导航定位等工作。

GPS卫星发射两种频率的载波信号，即频率为1575.42MHz的L1载波和频率为1227.60MHz的L2载波。导航信息被调制在L1载波上，其信号频率为50Hz，包含有GPS卫星的轨道参数、卫星钟改正数和其它一些系统参数。用户一般需要利用此导航信息来计算某一时刻GPS卫星在地球轨道上的位置，导航信息也被称为广播星历。

CSI-HC12A是GPS OEM模块，该模块是为单频12通道，具有20Hz原始数据、定位数据更新率。NMEA数据消息$GPGGA是一帧GPS定位的主要数据，也是使用最广的数据。$GPGGA语句包括17个字段：语句标识头，世界时间，纬度，纬度半球，经度，经度半球，定位质量指示，使用卫星数量，水平精确度，海拔高度，高度单位，大地水准面高度，高度单位，差分GPS数据期限，差分参考基站标号，校验和结束标记(用回车符和换行符)，用14个逗号进行分隔。该数据帧的结构及各字段释义如下：

系统硬件设计

本系统采集并处理GPS数据，实时显示部分GPS数据，在按键的控制下保存采集的数据，可以进行页面切换，可以和PC机通信。总体硬件框图如图1所示。

CPU主控芯片

STR71xF系列是含有嵌入式Flash和RAM的ARM驱动的16/32位微处理器，内部资源框图如图2所示。

JTAG调试接口

本项目所用的JTAG与STR710FZ2的接口电路如图3所示。

STR71X与PC机接口电路

本设计用MAX3221进行电平转换，匹配PC和主板的电压，实现正确可靠的数据通信，电路如图4所示。

显示电路

液晶显示是大多系统中常用的器件，能让工程人员实时的了解系统工件情况及一些数据。因为ARM器件是高速器件，而液晶通常时序较慢，因此本次设计通过GPIO口通信，并没有采用总线驱动。该电路模式完成GPS数据信息的显示，如图5所示。

FLASH数据存储电路

采用的存储器件为K9F2808UOA, 该器件的存储容量是16M*8位, 采用TSSOP48封装, 工作电压2.7V～3.6V, 8位I/O端口采用地址、数据和命令复用的方法, 这样既可减少引脚数, 又可使接口电路简单。该器件为NAND FLASH，写入和擦除都快于NOR FLASH。本设计在按键的控制下，保存GPS信息数据，图6就是完成数据保存电路图，用总线形式传输数据。

GPS数据接收与处理的软件实现

数据接收分析

接收数据思想是：接收到数据格式头'$'，置mod=1，表示接收消息数据格式，接收完消息数据判断是否为GPGGA或GPGSV数据，如果是则置mod=2，表示数据接收模式，接收CSI采集的数据。直到'*'表示数据接收完，接下来接收两字节的校验位。如果不是GPGGA或GPGSV数据则不采集。图7为数据采集程序思想流程图。

校验接收的数据

如果在'$'与'*'之间的所有数据的异或和与校验位相等，则表明接收的数据没有错误，可以进行下一步处理。如不相等，则不进行下一步处理，继续接收下组数据。GPS模块发过来的数据是ASCII码格式的。便于工程应用，要将这些数据转化成十六进制的。图8为校验接收的数据程序思想流程，该图显示了数据处理的思想。

提取要显示的数据

GPS数据都有多个字段，两个字段之间都有逗号隔开，因此，需要那部分数据，只要判断它所在逗号的位置即可，提取出的数据位ASCII码格式，要想在LCD上显示，需提取它们的字模数据，通过查表方式，找到字模表相应字符的字模。从GPGGA消息数据提取时间，纬度，经度，高程，解用卫星数;从GPGSV消息数据提取天空中总卫星数。图9就是提取数据程序思想流程图。

液晶显示

因为液晶一页最多显示4行*8列汉字，因此，此次设计通过按键切换页面显示，按键通过中断方式控制。显示时间处理程序流程图如图10所示。

FLASH数据存储实现

数据的存储是经常要用到的模块，保存所要的数据至FLASH中便于以后数据的查看。向FLASH存储器的特定寄存器写入地址和数据命令，就可以对FLASH进行烧写、擦除等操作，但操作必须按照一定的时序，否则会导致FLASH存储器复位而使操作命令无法完成。编程命令只能使“1”变为“0”，而擦除命令可使“0”变为“1”，因此正确的操作顺序是先擦除，后编程，当FLASH存储器被擦除以后，读出的内容应权威0xFF。系统启动后，要进行FLASH初始化操作，对连续烧写存储器多个存储单元的程序，只需循环执行即可，但应在对每个单元烧写命令发出后进行检测，保证前一个单元烧写结束后在进行下一个存储单元的烧写，也可采用延时等待的方法进行连续的烧写。图11就是FLASH数据保存流程图。

结语

全文主要研究了基于ARM的GPS接收机系统。从GPS定位原理、ARM嵌入式系统、STR71X控制器、LCD液显，FLASH存储各方面阐述了接收机系统的原理、组成及应用。通过该研究让大家对GPS卫星信号的发射、接收、处理、显示、存储接收流程有了基本的了解。该接收机系统大都是最小模块，根据不同的需求可以将该设计扩展成不同的GPS接收机，但其原理还是一样的。

参考文献

[1]沈建华, 姜宁.STR71x系列ARM微控制器原理实践[M].第1版.北京:北京航空航天大学出版社, 2006-09

[2]陈艳华, 侯安华, 刘盼盼.基于ARM的嵌入式系统开发与实例[M].第1版.北京:人民邮电出版社, 2008-02

[3]谭浩强.C程序设计[M].第二版.北京:清华大学出版社, 2005-01

[4]李天文.GPS原理及应用[M].第1版.北京:科学出版社, 2003-09

[5]向卫华, 李九发.GPS串口编程应用[M].上海:华东师范大学出版社, 2002

[6]HC12A速查手册 (GPS接收主板说明[Z].新月, 2006-10

[7]YM12864I手册 (LCD使用手册) [Z].深圳耀宇科技公司, 2002-05

[8]STR710[Z].STMicroelectronics N.V.

[9]童诗白, 华成英.模拟电子技术基础[M].第3版.北京:高等教育出版社, 2001-01

[10]阎石.数字电子技术基础[M].第4版.北京:高等教育出版社, 1998-11

[11]B.Hofmann-Wellenhof, H.Lichtenegger, and J.Collins, GPS Theory and Practice[M].New York:Springer-Verlag, Wein, 1992:326

微波接收机系统设计 篇2

众所周知,使用V H F频段(8 8~108MHz)的FM调频广播以其极好的保真度和极佳的接收质量备受青睐,但是覆盖范围过小。很多国际广播甚至全国广播提供者转而寻求30MHz以下的AM广播制式,而又为其较差的声音质量所困扰。与此同时,全球范围内的通信领域数字化正在不断展开,使各种媒体方式趋于统一,数字化的内容便于处理、传输、储存以及发布。

DRM(Digital Radio Mondiale)正是在这种需求下产生的,它是一种在中短波及长波的数字无线广播系统体制上通用的开放的标准。目前频段覆盖在30MHz以下,而扩展至120MHz的进程也于2005年3月通过投票启动。

除了提供近似F M的保真度之外,DRM系统还将把普通数据和文本集成到传输信道中,这些附加的内容通过DRM接收机的显示屏幕呈现给听众,这将极大地提高他们的听觉感受。它既可以向下兼容现有AM体制的9KHz或者10KHz的信号带宽,同时兼具使用更小带宽的4.5KHz或5KHz的方式,同时还能发挥18KHz甚至20KHz等更大带宽的优势,能适应各种需求。

由于数字化的结果,DRM的应用可以扩展到各个应用领域,以各种方式收听。从普通的便携式的收音机,到计算机软件(本文要涉及的方式)以及P D A等等。

DRM使用一种称为COFDM的调制技术,即编码的正交频分复用。将高速的数字码流分成500至1000组慢速码流,并采用不同的载波将其传送,由于各自的载波是独立的正交的,且数字信息已被编码,因此不易受干扰。至于音频编码可以依据使用者的定制采用不同的方式。如果对于通用音频,可以采用MPEG4 ACC音频编码,可以提供更高的品质。如果仅仅是语音流,则可以采用MPEG4 CELP在更低的比特率的条件下同样提供不错的语音品质。

2、系统设计与实现

2.1 设计思想

由于软件无线电的思想使数字化位置无限提前(即更加靠近射频),而DRM系统正是基于此理念实现的,其核心的目的就是使应用差异更多的从软件层面(即可定制的)体现。这就给更富有通用性的设计带来了可能。本文阐述的是在设计一个标准的DRM中波数字接收机硬件(含基本的处理单元,如DSP)之上,再拓展一种接驳PC机等个人设备的方式。更多的体现可定制性和移动便捷性。

从前端的数字化位置来看,软件无线电的几种处理方法:a、将数字化(即A/D)直接置于射频接收之后,对A/D往往有较高的要求,这取决于射频的频率,属于直接的低通采样。此方法更符合软件无线电的设计初衷。紧随其后的就是数字下变频器DDC了(如果对于DSP数据率仍显过高)。b、将模拟的下变频器置于A/D之前,变到中频后再由A/D进行采样,这样对A/D转换器的要求很低,但却由于数字化远离了射频接收使得可定制性灵活性变差,降低了“软”的程度。c、采用带通采样。这种方法一是对前面滤波器的要求很高,而且由于处于模拟部分,可控性也很差,不利于软件控制信道的选择。由于选择载波为900KHz(还要考虑其他信道),即射频的频率较低,A/D往往可以满足此工作频率。因此采用第一个方案,即直接低通采样。

本方案DSP处理器只是作为常规处理,包括同步、解调、解码等等实时性高的部分,其本身的工作也可由设置决定上移或下移,即后面的后续处理可以继续由DSP处理然后通过D/A输出广播的音频流到扬声器。但DRM所包含的音频和数据信息都要通过另外两个信道控制展开,处理量很大,另外信息流中携带的文本和其他服务信息想通过LCD显示也较难实现。因此必须考虑加额外的控制器(单片机或者嵌入式处理器)。而本方案侧重考虑通过USB接口接驳上位机(计算机或P D A)实现软解调,并实现更细的控制粒度和更友好的设置方式(如调谐,选台,定制等)。因此本方案的框图如下:

2.2 设计实现

整个系统工作流程为:从天线接收下来的模拟信号经低通滤波初步处理直接进行低通采样,得到的较高速的数据流经数字下变频器转化为数字基带信号,同时也完成了信道选择的操作,得到的低速码流经FIFO缓冲(中断一次读取一次)进入DSP处理,DSP完成基本的处理后通过USB接口芯片将数据发至上位机。所有业务数据都是单向的,另一个方向上将接收诸如信道选择等控制信息。上位机软件完成音频的解码和业务数据的展开,可以通过丰富的人机界面来获得不同的效果。

DSP软件工作流程为:从FIFO读取数据后,根据功率谱密度进行频率捕获,然后根据获得的导频进行帧同步,然后进行OFDM解调,最后进行OFDM解映射,解出包含三个信道MSC、FAC和SDC的数字信息流,然后采用简单的机制发给USB固件再发给上位机。

USB控制器内固件任务为:初始化USB协议栈,响应主机的枚举操作,完成端点配置,并和上位机软件作必要的交互。从DSP获得已解调但未解码的数据流发送给上位机软件,上位机可在声卡上播放广播内容,并在界面上同步显示其中携带的文本等。同时USB内固件还兼有解释上位机的控制信息,控制变频器的信道选择等功能。

此设计通过上位机软件的参与可实现软件层面的平滑移动。即通过控制或修改上位机软件,将更多的运算转移至上位机(就象软电视卡一样)同时也可以转移至D S P(须要能力允许)。若在U S B接口处统一帧格式,人机终端还可以更广泛,可以实现一个通用的DRM信道机,进而接驳不同人机终端。

2.3 硬件选型

AD芯片选型

由于采用直接的低通采样,且载频909KHz左右,信道带宽25KHz。就此信道来说,fs>2MHz即可。但考虑其他信道(即更多的25KHz,但DRM最高在30MHz之下)以及足够的信噪比,选择采样频率fs=60MHz。为了保证动态范围在70dB以上,选择采样精度为14bit,芯片选为AD公司的AD6645-105。它的采样精度为14-Bit,最高采样频率为105MSPS,单通道差动输入,电源为模拟5V和数字3.3V(不需增加额外电源模块)。并且输出的数字信号和DSP及锁存器的接口电平兼容。

DSP选型

由于采用了下变频芯片,而且更多的控制工作都交给上位机来做,DSP只负责基本的同步、OFDM解映射等工作,因此对DSP的运算速度要求不是很高。此外,考虑到成本和目前购买方便,选择TI公司的TMS320VC5402作为DSP芯片较为合适。

它的主要指标为:最高速度为1 0 0 MIPS,最大数据存储器寻址空间为6 4 k W,最大程序存储器寻址空间为1MW;内部数据总线为32bit,外部数据总线为16bit(满足了AD位数的要求),电源为3.3V和2.5V。目前国内市场上,此芯片售价便宜,并且货源充足。

下变频器DDC选型

为了和上一级A/D更好的配合,同样选择AD公司的AD6624 A,它具有100MSPS的转化能力,14-Bit数据宽度,3.3 V(2.5 V)供电。

FIFO选型

FIFO可以进一步降低处理器的占用,使其本身就紧张的资源得以释放,以处理更多的运算和控制工作,而不是频繁的接收数据的读取动作。而FIFO的另一好处就是不需要地址线,而且有半满中断可以配合DSP的工作,根据OFDM的数据处理需要和FIFO的特性选择2~4个OFDM符号大小的FIFO即可。这里选择IDT公司的7205。这是一款8Kbyte的并行FIFO。

USB接口芯片选型

U S B从设备控制器(即U S B Device)用来将未解码的数据流交由上位机处理,并从上位机接收不同的设置或配置信息,如选台等。常用的USB控制芯片大概分为两大类,一类是纯粹的接口芯片,可以通过读写控制字来操作,但是这不得不由另外的处理器来完成对它的访问(本设计中当然是已经很繁重的DS P)。另一类是内部带有简易处理器的接口芯片,它上面可以独立运行较小的程序,完成各种协议栈操作,这样只需在DSP处理器和它之间建立简易的同步机制来收发数据即可(这种占用要小得多)。因此属于第二种芯片的Cypress公司的EZ-USB系列芯片(CY7C68013)就被设计采用。它具有高速(480Mb/s)访问支持,全8051指令集兼容,8K的程序存储空间,256字节的RAM。而且完全可以使用比较流行的Keil开发环境像开发标准的单片机程序一样进行程序设计。

3、结束语

尽管本文介绍的DRM系统实现并非面向高性能的应用,但是它以一种廉价、简易、高可扩展性的方式诠释了软件无线电的理念。使用市场上常见、容易获得的器件节约了成本,A/D采样位置接近射频端保证了软件无线电的理念,具有普适性。同时,也是更重要是以USB设备的方式接驳PC机,这在很大程度上弥补了前级的不足,并从用户角度丰富了应用的可能,进一步发挥了软件的强大作用。

参考文献

[1]杨小牛,楼才,徐建良著.软件无线电原理与应用[M].电子工业出版社.2004

[2]清源科技编著.TMS320C54X DSP硬件开发教程[M].机械工业出版社.2003

微波接收机系统设计 篇3

1 FM电台信号特性分析

频段:85~110MHz;

民用FM电台在城市分布广泛, 发射功率稳定, 体制也较理想, 所以很多国外机构进行的类似试验都选择FM电台照射信号。

FM电台主要分为单声道和立体声2种体制。目前城市中以立体声电台较多, 而且两种体制的信号差异不大。调频广播电台的频段在85~110MHz, 规定电台的通频带最大为200KHz, 频道间隔100KHz (单声道180KHz) 。目前FM广播基本上是立体声广播, 我国和美、日等国的FM立体声采用导频制式。传递的信号经过和、差调制, 变成立体声复合信号a (t) ;a (t) 对主载波进行调制, 发射出去。FM信号幅度稳定, 信号的瞬时频率和瞬时带宽等受调制信号a (t) 强度、频率的直接影响。

FM立体声调制语音信号频谱如图1所示。

100%调制时的频偏:±75KHz;音频信号最大频率:15K;

发射天线极化:水平;载频最大频偏:Δfmax=±2KHz;

信号中频间隔:±100KHz;信噪比:高频1KHz, 最大调制度:S/N>55d B;

38KHz的副载波抑制:≥20d B;

19KHz导频信号调制度10%, 频偏差<±2Hz, 相位偏差:±5°;

FM信号由于播送的节目内容a (t) 不同, 频谱上存在较大差异。

一般情况下, FM信号的瞬时带宽在100KHz以内, 很少超过150KHz。由于调制的语音或音乐等音频的信号变化是缓慢的, 在一定时间范围内 (如0.1秒以下) , 可以认为其调频频谱是相对稳定的。

2 接收机特性分析

由于FM广播信号是全向连续发射的, 在无源探测系统探测目标时, 天线始终处于发射信号的照射下, 又由于米波频段信号的衍射特性及地杂波和多径干扰的存在, 很难在接收天线上获得非常好的方向抑制;系统接收到的信号是由直达波、多径干扰和目标回波信号组成, 相对于直达波和干扰, 目标回波的功率要弱很多, 这就要求探测系统能在强的直达波和干扰信号中提取微弱的目标反射波, 即要完成在强信号背景下对弱信号的检测;要求接收机无杂散动态范围必须足够大。

调频广播应用广泛, 一个地点在85~110MHz范围内可能收到多达几十个电台的信号, 如果同时进入接收通道, 将会产生严重的互调和干扰, 使系统无法正常工作, 因此必须对频段进行划分滤波, 频段划分过细将带来设备量和成本的增加, 因此频段划分的原则是尽可能少的频段划分, 使同时进入通道的电台数目尽量少, 并且数字接收的多音干扰尽量小。基于SAW开关滤波器组由于其体积小、易于集成、高矩形系数 (高Q值) 、带内线性度以及一致性好等优点广泛应用于米波频段接收机设计中, 该滤波器同时还可以对AD C采样时钟的谐波进行抑制, 防止其进入射频通道放大器并与输入信号产生互调干扰。

广播电台的发射信号波形具有很强的随机性, 该体制下的无源定位雷达系统主要利用广播信号的直达波 (参考信号) 与目标反射波作多普勒相关处理 (模糊函数图) 进行检测和定位。信号在通道间传播时, 接收机前端放大器和混频器带来的非线性失真、通道间的不平衡和系统噪声等因素会降低其相关性。在这一频段, 当前的ADC器件已能够在该频段的射频输入端进行直接数字采样后利用数字方法混频和正交化, 避免模拟信号混频器固有的非线性影响, 提高检测性能。

由于各FM广播电台分布的不同, 在接收通道中需加入自动增益控制 (AGC) 适应不同收发间距和天线转动带来的信号强度变化。单通道接收机的组成框图如图2所示。

3 系统设计关键点分析

3.1 接收通道与A/D接口设计

模数转换器 (A/D) 是影响接收机性能的因素之一。AD变换器的有效分辨率制约着接收机的动态范围;而量化噪声影响着接收机的灵敏度。接收机设计中, 通常将A/D变换器看成一个附加噪声源, 通过计算出接收机与A/D变换器的组合噪声系数, 根据组合噪声系数的变化来衡量A/D量化噪声对灵敏度的影响。由经典的噪声系数定义, 可推导出系统组合噪声系数如下:

Fs=F× (M+1) /M

取对数形式, 则有:NFs=NF+10lg (M+1) -10lg M

上式中, M为接收机的输出噪声功率与A/D变换器的量化噪声功率的比值, F、NF为接收机自身的噪声系数, Fs、NFs为系统的组合噪声系数。由上述公式可知, M值越大, A/D的量化噪声对接收机与A/D组合后的总噪声系数的影响就越小。按现有器件水平, 我们可以选择1 6位A/D变换器 (ADC16DV160) 。该A/D变换器的最大采样率为160MHz, 典型满刻度输入信号电平是2.0Vp-p (50欧姆阻抗) 。据此可计算出该A/D的量化分层电平为Q=0.03m V, 则理想情况下量化噪声电平为Q/ (2×312) =0.008m V, 折合成50欧姆阻抗的功率电平为:-88d Bm。这样理想的情况下接收机噪声电平远大于量化噪声电平, 选择目前最高采样率及分辨率的ADC是满足系统设计要求的一个关键。

3.2 采样时钟的产生

在数字化接收机设计中采样时钟的产生是一个关键, 采样时钟的沿的抖动将引起ADC的孔径不确定性, 而孔径的不确定性来自2个方面:一个是ADC内部采保或带锁存比较器取样时, 样本时间延迟的变化, 在给定型号ADC说明书中给出了典型值, 选定了ADC器件这一项也就确定了;另一个是采样时钟本身沿触发抖动, 也就是我们设计时必须考虑的。

在系统中, 采样时钟的选择既要满足带通采样定律, 也要考虑频率稳定性, 在无源定位系统中, 由于采用射频数字化方案, 接收机不需要变频组件, 因此整个系统中不需要混频本振时钟, 系统所需频率只是一个低速时序参考时钟以及采样时钟。采用直接频率合成的方式来实现, 可以保证各时钟具有优良的相位噪声, 同时方案也比较简单, 可靠性高。一个高性能的时钟源, 除优秀的方案和合理的设计外, 选择一个合适的高质量参考源也是至关重要的。

4 结语

利用民用FM广播对目标进行无源定位和跟踪是一种新的探测目标手段。本文对其接收机特点进行了初步分析, 确定了信道化RF数字接收机的方案, 具体的细节问题还有待于进一步解决。

摘要：基于调频广播的无源定位系统由于具有隐蔽性好, 反隐身等特点, 一直受到人们的关注。文章主要基于调频广播信号的特征, 以及无源定位系统直达波功率远大于目标回波功率这一特性, 对接收机展开研究。分析了适用于基于调频广播的无源定位系统的信道化射频数字接收机的主要特点。

关键词：无源定位,调频广播信号,接收机

参考文献

[1]赵洪立, 吴铁平, 保铮.基于调频广播单站无源定位系统的低空探测[J].现代雷达, 2005 (10) :64-67.

[2]伍小保, 王冰, 郑世连, 等.米波雷达射频数字化接收机抗干扰设计[J].雷达科学与技术, 2015 (4) :87-90.

微波接收机系统设计 篇4

关键词：噪声,放大器,WCDMA

随着半导体技术和无线通讯技术的发展, 无线移动产品已得到广泛使用。作为无线信息接收的最前端部件, 低噪声放大器具有其特殊的地位和作用, 其性能尤其是噪声系数几乎决定了整个接收链路的噪声性能。本文着重从稳定性、噪声源、线性度、匹配网路关键点进行分析, 并针对WCDMA接收机系统应用, 设计了低噪声放大器[1], 电路采用TSMC90nm CMOS[2]工艺。芯片测试结果表明, 该低噪声放大器, 电压增益达到20 d B、噪声系数NF为1.4 d B、IIP3为-3.43 d Bm。

1 低噪声放大器工作原理

低噪声放大器设计难点主要在于高增益、低噪声系数、高稳定性、低功耗以及良好输入输出匹配网路等关键指标上的平衡。下面着重从这些关键性能上, 对低噪声放大器电路进行分析。

1.1 输入阻抗分析

低噪声放大器LNA输入级结构通常为图1所示[3]。输入MOS晶体管[4]源级接电感Ls, 栅极电感lg以及电容Cs为匹配网络。从图1电路分析得LNA输入阻抗Zin[5]

式中, Cgs为输入晶体管的栅源寄生电容;gm为跨导, 根据TSMC工艺技术文档可查, 此输入管工作电流为2.65 m A, 偏置电压为2.25 V的情况下, 特征频率ωT约为30 GHz, 因此可通过ls值来匹配出50Ω纯电阻, Zin的虚部则可与Cs和lg匹配, 使得Z&apos;in的虚部为零。

若不考虑谐振工作频率而只考虑源阻抗匹配则无需lg电感, 但LNA是窄带工作, 因此必须确保在工作频率上谐振与lg作用相同。匹配网络本身具有增益, 在工作频率上最好使得匹配网络的增益达到最高, 即匹配网络谐振也必须在工作频率上。在设计过程中可通过观察, LNA和匹配网络各自的电压增益曲线来进行验证。根据工作频率2 GHz和阻抗匹配确定lg为22 n H, Cs为10 p F。图4为匹配网络电压增益。

1.2 噪声分析

图1匹配网络下LNA的噪声分析。其噪声源主要有MOS管的沟道噪声, 电感lg的串联寄生电阻和MOS管栅极多晶电阻Rg的热噪声, 以及信号源内阻的热噪声。沟道噪声

电感的串联寄生电阻噪声为

MOS管栅极多晶电阻Rg的噪声

因此可简化处理得到噪声系数F

设计时需考虑匹配网络上的电感lg存在寄生电阻的, 即电感的Q值不可能是无穷大, 所以要尽量选用Q值高的电感应用。另外, 还需尽量减小MOS管的栅极多晶电阻, 在画版图时栅极输入线应尽可能短或减小连接孔电阻, 而从噪声系数表达式看, 也可通过调节gdo和特征频率来降低噪声系数。

1.3 线性度分析

线性度是低噪声放大器的一个重要指标, 如何提高系线性度是设计的难点。图1中输入晶体管源极所接电感ls一方面起着输入阻抗匹配的作用, 同时也可用以提高放大器的线性度, 达到源极负反馈提高线性度的作用。输入晶体管的电流为

, 从式中可看出, 若电感的阻抗远大于跨导的倒数, 则电流是跨导的弱函数, 而与输入电压可近似为线性关系。设计时可适当增大跨导gm, 但功率不能过高, 同时器件尺寸不可过大, 以避免因线性度提高而导致其他指标变差。

1.4 增益和隔离度分析

增益是低噪声放大器的原则性指标, 如何提高其增益而不降低其他性能, 是分析和设计的重点。图1共源管的寄生电容Cgd等效栅到地的电容和漏到地的电容分别为C1、C2。

C2≈A×Cgd, 此时的C2直接为输出端的寄生电容, 共源管的沟到电流将由C2和负载分流, 负载阻抗值较大, 而电容C2越大阻抗越小, 从而分的电流也将越大, 这也将降低增益, 并将影响输出谐振网络。另外输入和输出可直接通过Cgd在高频下形成信号通路, 这使得逆向隔离差甚至可能输入输出闭环不稳定。为了避免增益损耗和逆向隔离差的问题, 可采用共源共栅结构取代共源结构的低噪声放大器LNA。在采用共栅管连接之后由于共栅管的栅极高频下为虚地, 因此寄生Cgd形成的信号通路将避免, 从而改善了逆向隔离性能且提高了稳定性。采用共栅连接C2将变小为

同时从漏往上看的阻抗变为, 这便增大了阻抗的电流增益, 并将提高LNA的电压增益。

2 整体电路设计

通过对低噪声放大器LNA性能分析, 综合设计了一个全差分拓扑型共源共栅结构的低噪声放大器[6], 电路主体结构如图3所示。电路采用全差分输入和输出, 差分输入一方面可提高放大器的增益, 另外一方面可拓宽放大器的输入信号动态范围。采用共源共栅结构即可提高增益也可增强隔离度。负载通过电感和电容组成, 而并非采用电阻, 目的是减小输出级噪声。此外, 输出还需匹配网络, 通过其在2 GHz频率下谐振, 产生一个虚拟的负载电阻。电路中采用TSMC电感为4抽头射频器件, 有利于差分结构的对称使用[7,8,9,10]。

3 版图设计

整体上版图按照对称紧凑进行。同原理图类似, 同样是上面布局为输出谐振电感, 中间布局为电容和共源共栅放大器以及偏置电路的电阻, 为了完全对称, 偏置电路电阻采用了两个等值电阻并联, 如图1所示。接下来布局为源级电感, 最下方布局为偏置电路和电流镜的MOS晶体管, 其W相同, 只是finger数目不同, 这有利于版图的对称和紧凑。版图连线上严格按照电流密度来设定线宽, 高频信号线采用135°折线连接, 连接孔处尽量采用多孔连接。由于不同的金属层的位置不同以及自身的单位长度上寄生电阻值的差异, 因此选用金属层连接需充分考虑以上情况。金属5和金属6寄生电阻值小, 且为顶层金属。因此电感和电容采用以上两层金属连接, 版图上需尽量使差分输入线的寄生电阻小, LNA版图上充分的加大了线宽和减小连线长度以此减小噪声。

4 芯片测试

电路通过TSMC90nm工艺代工流片。主要测试点有噪声系数、线性度、电压增益等指标。线性度反应的是信号经过低噪声放大后的失真程度。其衡量指标有1 d B压缩点和IIP3 d B压缩点。1 d B压缩点反应的是信号随着强度增加, 低噪声放大器对信号非线性放大。IIP3 d B是指信号频率附近的干扰信号同有用信号产生的三阶交条信号对有用信号的干扰程度。采用瞬态测试, 输入一个大小为20 m V的2 GHz正弦信号, 测试输出正弦信号的大小以测得放大器的增益。取30颗样片分别测试并记录其性能指标, 电压增益、噪声系数、IIP3压缩点测试结果分别如下图所示。统计结果分析表明电路的一致性较高, 满足应用要求。

5 结束语

文中基于Tsmc0.18μm CMOS工艺, 设计了一个全差分的共源共栅低噪声放大器。在电路片内集成电感, 在版图上布局。经样片测试结果表明, 该电路可获得稳定的输出性能, 且一致性高。正常工作条件下, 平均电压增益达到20.4 d B, 噪声系数为1.44 d B, 另外IIP3为-3.43 d Bm。测试数据证明, 该设计具有一定的推广性, 可广泛应用于接收机前端放大。

参考文献

[1]MERCER S.An introduction to low-noise amplifier design[J].RF Design, 1998 (7) :44-56.

[2]LIAO S.Microwave circuit analysis and amplifier design[M].Newyork:Prentice-Hall, 1988.

[3]VENNEMA K.Ultra low noise amplifiers for 900 and 2000MHz with high IP3[M].Holand:Philips Semiconductors1998 SC14 Wideband Transistors Databook, 1998.

[4]DYE N, GRANBERG H.Radio frequency transistors principles and practical applications[J].Butterworth-Heinemann, 1993 (2) :18-23.

[5]LIAO S.Microwave circuit analysis and amplifier design[M].Newyork:Prentice-Hall, 1988.

[6]DIXIT N.Design and performance of a low voltage, low noise900 MHz amplifier[J].RF Design, 1994 (5) :32-35.

[7]LI Xiaopeng, ISMAIL M.Multi-standard CMOSwireless receivers:analysis and design[M].Boston:Kluwer Academic Publisher, 2002.

[8]THOMAS H L.The design of CMOSradio-frequency integrated circuits[M].Cambridge UK:CambridgeUniversity Press, 1998.

[9]SHAH P, GAZZERRO P, APARIN V, et al.A 2 GHz lowdistortion low-noisetwo-stage LNA employing low-impedance biasterminations and optimum inter-stage match for linearity[C].Proc.of ESSCIRC 2000, 2000.

多频道微波分配系统天线设计研究 篇5

1 微波技术简要介绍

通常, 频率在300兆赫兹到300G赫兹之间的电磁波被称为微波, 是一类频带有限的无线电波简称。通常微波的波长在一毫米到一米之间, 按照波长单位不同又可以分为毫米波、厘米波和分米波。微波也被称为超高频电磁波, 比一般的无线电波频率要高一些。微波与其他波一样, 具有基本的波属性, 比如波粒二象性。微波一般具有吸收、反射和穿透这三个基本性质, 水和食物就可以吸收微波达到加热的目的, 比如微波炉;而瓷器、塑料和玻璃等物体则不会吸收微波;金属性质的物体会使微波发生反射。

由于微波的波长更长, 因此其比红外线、远红外线等一些辐射加热的电磁波具有更加优良的穿透性。在微波穿过介质的时候, 能够和介质分子产生相互作用, 微波粒子具有了微波能可以强化介质分子的热运动, 使其震动频率大幅上升。一般, 介质分子的震动频率和微波频率是成正相关的, 微波频率越高, 介质分子震动越剧烈, 对介质的加热效果也就越明显。

但是, 微波的微波能具有一定的上限, 无法破坏介质内部分子之间的连接键, 也无法改变介质内部分子的结构。值得注意的是, 并非全部介质都是如此, 微波能可以破坏橡胶内部分子之间的分子键, 进而对废弃橡胶进行再生。根据物理学的相关知识可知, 原子核如果处在外部电场环境下, 可以在周期性的电磁力作用下表现出许多共振现象, 这些共振现象都保持在微波范围内。由此可见, 微波可以成为研究物质基本性质和内部结构的有效方式, 甚至可以根据这一性质制作一些微波器件用于实际工作。

微波的频率很高, 但是带宽却比较窄。但是在较窄的带宽下可用的频带在数百到上千赫兹, 可以分为多个频道设计使用方案, 这远远优于低频无线电波。可使用的频带很宽, 意味着微波可以携带大量信息, 所以目前很多通信系统都是在微波频段进行数据传输。不仅如此, 极化信息、相位信息以及多普勒信息都可以由微波信息提供。

2 多频道微波下分配系统的天线设计浅析

2.1 同轴缝隙天线阵简要分析

同轴缝隙天线正的辐射场一般可以通过公式求出, 经过多年研究得出了辐射场求解公式:EΦ=Acos (π/2cosθ) M (x, Φ) /sinθ, Hθ=-EΦ/120π。这两个式子中, M (x, Φ) 为圆柱空间因子, 圆柱空间因子可以根据相应的经验公式求出。值得注意的是, x=kasinθ, 其中a是相位距离。当Φ小于或等于九十度的时候, a (x, Φ) =a (x, 0) -πx (1-cosΦ) /3+Δ (x, Φ) 。当Φ处于九十度到一百八十度之间时, a (x, Φ) =a (x, 0) -x (Φ-π/6) +Δ (x, Φ) 。式中Δ是相位函数产生的偏移。将多元缝隙在圆周方向进行分散排列, 布置在不同位置, 就可以形成缝隙阵, 进一步获取所需的方向图, 这就是缝隙辐射方向图。

根据计算机计算软件可以对不同角度下的波束宽度进行计算, 一般可以选取90o, 180o, 270o和360o这几个角度, 以圆轴方向的缝隙配置和圆柱直径的参数进行基本计算。根据实验计算结果, 二元缝隙阵单元间距为90o。计算结果为93o, 实验结果为91o;一元缝隙的计算结果是189v, 实验结果是172o。可见在不同角度下进行实验时, 一元缝隙、二元缝隙阵和三元缝隙阵的计算结果和实验结果都存在一定的差距, 说明角度的影响还是比较明显的。下图为180o波束实测宽度和计算宽度图。

从图中不难看出, 在180o的条件下, 实测宽度和计算宽度存在较为明显的区别。所以, 在进行天线设计时, 角度的考量是十分重要的, 对多频道微波分配系统的发展具有极其重要的作用。

2.2 圆柱上的对称振子阵简要介绍

对称振子使用十分广泛, 具有经典的理论基础, 使用方式也很多样。对称振子即指两臂长度相等的振子, 单臂长度为波长的四分之一, 全臂长度为波长的二分之一, 该类振子就被称为半波对称振子。单一的半波对称振子可以用作天线的反馈源, 既可以单独使用, 也可以配合其他技术。多个半波对称振子可以有效组合成为天线阵。除此之外, 还有一种异型半波对称振子, 其具有普通半波对称振子的部分性质, 但又和普通半波振子存在一定的区别。

根据经典理论的描述, 可以将多元对称振子在圆周方向分散排列, 将其布置在不同位置以组合成对称振子阵, 进而获取缝隙方向图。对对称振子天线圆周方向实验结果显示, 二元对称振子阵计算结果为360o, 实验结果也为360o;一元对称振子阵计算结果187o, 实验结果为189o。由此可见, 对称振子阵相对于同轴缝隙天线阵而言, 可靠性和稳定性更加良好, 性能更加强大。这两种天线设计方案各有优劣, 不仅解决了MMDS天线的设计难点, 具有非常广阔的应用空间。

3 结束语

多频道微波分配系统主要是电视行业的重要技术, 能够对电视行业的发展起到积极的推动作用。多频道微波分配系统的天线设计主要有同轴缝隙天线阵以及圆柱对称振子阵两种模式, 使用时需要根据实际情况选择合适方案进行天线设计。

摘要：多频道微波分配系统是国际上发展最快使用最普遍的一种电视节目传输系统, 具有很广阔的发展前景和空间。多频道微波分配系统的重点在于天线设计, 这需要根据实际需求结合现有技术实现多频道微波分配系统的天线设计。本文对微波技术做了简单分析, 对两种天线设计模式进行的分析研究, 以期提升相关工作。

关键词：多频道微波,分配系统,天线设计,研究

参考文献

[1]王松强.应用于微波无损检测的微带阵列天线设计[J].科技创新与应用, 2015.

微波加热系统的功率控制电路设计 篇6

大功率微波源数字调功是将磁控管的灯丝变压器与腔电压变压器分开设置, 以单片机输出信号控制磁控管腔电压变压器的初级电压, 而保持灯丝电压不变, 可以对磁控管发射微波功率的大小进行控制。在交流电的每个过零点, 由单片机控制双向可控硅的导通, 从而控制磁控管腔变压器的原边电压, 进而达到控制磁控管腔电压的目的, 实现磁控管输出功率的调节。

二、过零调功原理及波序均匀分布算法

1. 过零调功原理

过零调功方式是一种通过在给定时间 (一个基本周期) 内改变负载的交流正弦波个数调节负载功率的一种控制方法。在一个基本周期周期内, 负载所得到的功率可用下式表示:

式中:P——负载得到的功率;

n——一个基本周期内可控硅导通负载所得到的的正弦波个数;

N——工频电压在一个基本周期内的正弦波个数;

P总——一个基本周期内可控硅全导通时所对应的负载功率。

由上式知, 改变n之即可达到对负载功率进行调解的目的。

2. 过零调功的两种控制方式

过零调功的控制方式可分为连续和断续两种方式。采用连续控制方式时, 输出正弦波在一个基本周期内分布集中, 功率输出集中在输出周期前部。功率输出集中, 对于大惯性负载影响不大, 但对小惯性负载输出功率的稳定性就要差些。而断续控制方式 (又称波序控制方式) 波形分布均匀, 输出功率稳定。本系统采用以全周波为最小调节量的波序控制方式。

3. 一个基本周期内波形均匀分布的算法

采用过零调功波序控制时, 一个基本周期中包涵N个工频电压周波。要求一个基本周期内导通周波数为n, 为保证这n个周波在一个基本周期内均匀分布, 相邻导通周波之间的间隔应为 (N-n) /n, 计算的结果需要取整, 因为最小的时间间隔是一个周波。但取整时不能简单地四舍五入, 要保证一个基本周期包含N个工频电压周波。在本系统中采用了如

下算法来计算:下一个工频电压周波晶闸管输出周波的条件为:

N:一个基本周期包含的工频电压周波数

n:一个基本周期内要求晶闸管导通的周波数

Counter:一个基本周期内工频电压源已输出的工频周波数

i:一个基本周期内晶闸管已输出的工频周波数

三、微波加热功率控制电路设计

微波加热功率控制电路主要由工频电压脉冲计数、双向可控硅驱动电路组成。

1. 计数脉冲形成电路

图1为工频电压脉冲计数形成电路。凌阳单片机SPCE06A内部的定时/计数器工作在计数器工作方式。脉冲计数形成电路的输出信号TimeA EXT1作为计数器的计数脉冲, 其周期与电源周期同步。光电耦合器TL117用来实现微机系统与外部交流电路的隔离, 防止电网的干扰信号进入微机系统。为保证单片机正确发出双向可控硅的过零触发信号, 电路中的信号变压器应与负载接在同一相电源上。

2. 可控硅驱动电路

可控硅驱动电路如图2所示。MOC3061是美国MOTOROLA公司生产的过零触发光电隔离双向晶闸管驱动器。当单片机SPCE061A的I/O管脚输出为“0”时, 缓冲器74LS07输出为“0”, MOC3061驱动器的电流输入等于或稍大于LED触发电流, 当其输出端的交流电压稍过零时, 内部双向晶闸管BT137导通, 负载工作, 若单片机SPCE061A的I/O管脚输出为“1”时, 74LS07输出为“1”, MOC3061驱动器无LED触发电流, 内外部双向晶闸管均关断, 负载停止工作。MOC3061驱动器在输出关断状态下, 也有小于或等于0.5mA的电流, 加入R3可消除该电流对外部大功率晶闸管的影响。R2为限流电阻, 使驱动器输出端的电流不超过1A。对于电阻性负载, R2一般取20Ω, 本系统中控制对象是磁控管变压器, 属感性负载。由于电感的影响, 触发外部晶闸管的时间延长。故需增大R2的值。随着R2的增大, 最小触发电压也增大。本系统中经试验测定取R2为300Ω触发效果较好。由于晶闸管的过电流、过电压的能力较差, 当电压上升率过大, 超过了晶闸管的断态电压临界上升率dv/dt, 晶闸管则会在无门极触发信号的情况下开通, 即使此时加在晶闸管上的正向电压, 低于其阳极峰值电压, 也可能发生这种情况。因此要对晶闸管采取可靠的保护措施。电路中的R、C组成阻容吸收单元, 可减小可控硅关断时加热电路中感性元件所产生的自感电动势对可控硅的过电压冲击。

四、结束语

本文设计的以凌阳单片机为核心的微波加热控制系统采用了以全周波为最小调节量的波序控制的过零调功电路实现了对微波源控制, 最大限度的减小对公用电网的污染。但该系统工作在强电磁场环境中, 对强电磁场对单片机的干扰和对周围环境的干扰还有待于进一步研究。

参考文献

[1]孙桂玲, 李维祥, 王繁珍, 杨光华.大功率微波源数字调功的研究.南开大学学报 (自然科学) , 2000, 6:116-118

微波视频监控系统的RTP协议设计 篇7

微波站通常位于高山上,设施被盗问题一直非常突出,给微波系统的正常工作带来严重影响。如能利用图像监控系统将微波站图像实时传输到通信网管中心,这样就会大大提高微波站设施的安全性,保障系统的正常工作。

本系统采用微波通信链路,提出了一种微波视频监控系统的RTP传输协议设计。在实际应用中,由于视频数据的信息量巨大,必须对视频信号进行有效的压缩。因此,针对基于微波链路的视频压缩技术对系统的性能有着重要的影响。

2 视频压缩技术的选择

目前最权威,应用最为广泛的两个压缩标准算法分别为MPEG4和H.264。MPEG4覆盖的技术范围太广,是一种面向对象的、交互式的编码,一般都只能用到Simple Video Coding和Advanced Simple Video Coding,而且压缩性能比H.264要低3 dB左右。

H.264是目前世界上公认最好的视频压缩标准,2003年,ISO/IEC的运动图像专家组(MPEG)与ITU-T的视频编码专家组(VCEG)联手制定了最新的第三代视频编码标准H.264/AVC,其主要目的就是为了提供更高的编码效率和更好的网络适应性。在相同重构图像质量下,与H.263+和MPEG-4 ASP标准相比,能节约50%的码流;采用分层模式,定义了视频编码层(VCL)和网络提取层(NAL),后者专为网络传输设计,能适应不同网络中的视频传输,进一步提高网络的“亲和性”。H.264引入了面向IP包的编码机制,有利于网络中的分组传输,支持网络中视频的流媒体传输,具有较强的抗误码特性,特别适应丢包率高、干扰严重的无线视频传输要求。

3 软件系统

3.1 基本软件平台与操作系统

采用基于达芬奇的软件开发平台DVSDK,即数字视频开发平台,是由Monta Vista公司提供的。他包括:

(1) eXpress Configure Kit:他可将各个不同的软件模块集成为一个可执行文件,避免手工集成包括ARM和DSP上的软件,以及如何协调他们的工作。

(2) TMS320C644x SoC Analyzer:他是一个单一的图形化系统,使开发人员发现系统运行的瓶颈,找出问题并加以解决。他包括:系统集成、负载分布、数据输入输出等各种行为。

(3) Monta Vista 操作系统:Monta Vista 是公认的十分稳定的Linux操作系统,但DVSDK中专为数字视频应用而进行了大量的优化,使其成为支撑视频处理最优秀的作业系统。

3.2 H.264压缩算法

H.264既保留了以往压缩技术的优点和精华,又具有其他压缩技术无法比拟的许多优点。

低码流(Low Bit Rate) 和MPEG2和MPEG4 ASP等压缩技术相比,在同等图像质量下,采用H.264技术压缩后的数据量只有MPEG2的1/8,MPEG4的1/3。显然,H.264压缩技术的采用将大大节省用户的下载时间和数据流量收费。

高质量的图像 H.264能提供连续、流畅的高质量图像(DVD质量)。

容错能力强 H.264提供了在不稳定网络环境下容易发生的丢包等错误的必要解决工具。

网络适应性强 H.264提供了网络适应层(Network Adaptation Layer),使得H.264的文件能容易地在不同网络上传输(例如互联网,CDMA,GPRS,WCDMA,CDMA2000等)。

H.264的基本流程是编码器先将图像分割成图片,图片再分为宏块,对于每个宏块根据帧的类型分别加以处理。对于独立(I)帧,采用所谓的帧内预测;对非独立帧,采用帧间预测,即所谓的运动搜索,然后进行预测。并对预测采用DCT变换,最后采用熵编码(算术或变码长编码)。H.264由于采用了以下技术使压缩比大幅提高:

(1) 1/4,1/8 运动搜索技术,使运动搜索的匹配精度提高;

(2) 多参考帧技术;

(3) 帧内的精细预测技术;

(4) 4×4小块预测技术,使图块更加容易匹配。

3.3 RTP传输协议

实时传输协议RTP是针对多媒体数据在单播和多播网络上实时传输的传输层协议,由IETF提议标准协议是RFC1889,其在音频/视频应用中的框架协议是RFC1890。实时传输协议与实时传输控制协议(RTCP)配合使用,实现在非宽带网络中媒体流的传输、控制和质量反馈,保证数据传输的服务质量。

4 实时传输协议RTP的设计

4.1 RTP协议基本原理

在有线网络上经常使用的两种传输协议TCP和UDP对无线视频来说都不是很合适。TCP需要大量重传,因而会导致很大的时延,而且还会因为误码后反复需要重传而导致信道阻塞,从而导致系统瘫痪。对于UDP来说,由于没有任何QoS的保证,很容易导致丢包后无法恢复数据,从而导致解码失败。由于无线信道的误码率很高,所以UDP也很不合适。

RTP的一个基本应用的机制如图1所示。

RTP协议包含了两部分:

实时传输协议(Real-time Transport Protocol,RTP):用来携带具有实时数据。

实时传输控制协议(Real-time Control Protocol,RTCP):用来提供服务品质(QoS)保证、身份验证。

RTP本身并不提供任何机制来确认传送时间与提供服务品质(QoS) 保证,这些功能只能靠着较低层网络的服务来提供。RTP不保证数据一定送到,也不会纠正包的失序,但是RTCP包中包含了包序号,接收端依照包序号重建数据。

RTP专为实时流媒体的传输制定,他是基于UDP的基础上,充分考虑到实时性的要求,同时RTCP(实时传输控制协议)给予适当的QoS保证。RTP协议包括网络的初始化,IP地址与端口的设置,把数据帧拆分为小包以便通过适应网络环境,发送数据包,发送后的数据通过协议转换器后通过阿尔卡特A98000以微波方式进行传输,或者通过CDMA信道直接进行传输。基于RTP的视频传输系统结构图如图2所示。

4.2 RTP协议设计实现

系统采用的基本控制流程如图3所示。

其中流量和拥塞控制采用以下机制:

undefined

其中:P为丢包率阈值;p为当前丢包率;a,b为调节系数;最小速率为R2,最大速率为R3, 初始时发送速率r(n)=R1,(R2

在某个会话中,参与者可能位于防火墙之后,不能通过组播方式参与会话。可以将两个转换器分别放在防火墙的两侧,在外侧的转换器将收到的组播包集中起来,通过可以穿透防火墙的管道连接到防火墙内部的转换器,而防火墙内部的转换器将包重新以组播的方式发送给防火墙内的参与者。转换器和混合器的框图如图4所示。

RTP通过发送冗余信息来减少接收端的丢包率,这样会增加时延,与冗余片不同的是他增加的冗余信息是个别重点信息的备份,适合于应用层的重要信息的保护。

5 结 语

微波传输方式的主要缺点是带宽窄和误码率高。因此需要更好的传输技术,以得到高质量的图像监控系统。本文提出了一种微波视频监控系统的RTP传输协议设计,取得了良好的效果。

(1) 视频图像传输功能的测试。

本系统的目标是实现窄带带宽下的视频传输。我们首先测试了在64 k的低带宽条件下的视频传输,对于CIF图像,即352×288的标准分辨率图像,我们可以获得大约高达2-5帧/s的传输速率。传输速度同时会随着视频流的不同,而有所变化。这样的帧率对安全监控已经满足要求。个别时候由于干扰发生丢帧情况时,时延会增大,画面质量的平均PSNR在30 dB左右,基本满足了视觉需要。

(2) 如果将6个64

k绑定成为一个384 k的通道,为了实现高性能的图像传输,我们选定分辨率D1,即704×576,即实现高于DVD的画质。针对384 k的链路也进行了测试,压缩帧率平均在20～25帧左右,基本连续,对人眼没有跳跃的感觉。人物面貌清晰可辨,对于辨认不法闯入分子的身份有很大的帮助,达到了预先的设计目标。但在微波链路受到干扰的时候,时延也会有所增大。

摘要：有线电视监控在生活和工作中得到了广泛的应用,然而在某些环境中,由于成本或地形所限,有线电视监控无法实现。无线网络产品的快速发展和视频压缩标准的日渐完善对此提供了较好的解决方案。介绍了视频压缩技术(H.264)的基本实现思想和软件系统的组成,阐述了RTP协议和协议的具体实现。在此基础上,提出了一种微波视频监控系统的RTP传输协议设计,取得了良好的效果。

关键词：RTP,微波,视频监控,H.264

参考文献

[1]ITU-T Rec.H.264/ISO/IEC 11496-10,Advanced VideoCoding[S].Final Committee Draft,Document JVTG 0 5 0,2003.

[2]Schulzrinne H,Casner S,Frederick R,et al.RTP:A Trans-port Protocol for Real-Time Applications.IETF RFC,1996.

[3]孟凡蕊.基于RTP/RTCP协议视频数据网络传输的实现[J].计算机工程与应用,2004,40(31):143-144.

[4]陈辉.数字微波视频监控通信系统的设计与应用[J].青岛建筑工程学院学报,2004,25(2):90-92.