变频调速电源

变频调速电源（精选九篇）

变频调速电源 篇1

整流电路由硅整流二极管和晶闸管组成。按组成器件可分为不可控整流电路、半空整流电路和全控整流电路。不可控整流电路在交-直-交变频电源等场合中得到采用。

按电路结构可分为桥式电路和零式电路。全波整流采用带中心抽头的变压器输入, 结构复杂;而桥式整流电路每个导电回路比全波整流电路多一个导通器件就能达到相似效果。

按交流输入相数可分为单相电路和多相电路。单相整流电路输出直流电压脉动较大;而三相整流电路输出直流电压脉动较小, 且带负载能力较强。

在本设计中, 采用三相桥式不可控整流电路, 无需控制电路驱动, 电路简单、可靠, 成本低, 缺点是纹波较大, 需采用较大幅值的滤波电容。

1.1 整流电路的工作原理

工作原理为共阳极组的三个整流二极管中, 最小的相电压对应的整流二极管与共阴极组的三个整流二极管中, 最大的相电压对应的整流二极管共同构成回路, 输出整流电压。由于输入的三相电压大小相等, 相位互差120°, 6个整流二极管按VD1-VD2-VD3-VD4-VD5-VD6依次相差60°, 共阴极组VD1-VD3-VD5导通间隔为120°, 共阳极组VD4-VF6-VD2的导通间隔为120°;同一相的上下两个桥臂, 即VD1与VD4, VD3与VD6, VD5与VD导通间隔为180°。整流输出电压周期脉动6次, 脉动波形相同, 故为6脉波整流电路。

设二极管在距线电压过零点δ角处开始导通, 并以二极管VD6和VD1开始导通的时刻为时间零点, 则线电压为

而相电压为

在ωt=0时, 二极管VD6和VD1开始同时导通, 直流侧电压等于uab;下一次同时导通的一对管子是VD1和VD2, 直流侧电压等于uac。这两段导通过程之间的交替有两种情况, 一种是在VD1和VD2同时导通之前VD6和VD1是关断的, 交流侧向直流侧的充电电流id是断续的, 另一种是VD1一直导通, 交替时由VD6导通换相至VD2导通, id是连续的。介于二者之间的临界情况是, VD6和VD1同时导通的阶段与VD1和VD2在ωt+δ=2π/3处恰好衔接了起来, id恰好连续。这两段导通的临界点是相电压的交点, 同时也是线电压的交点。总的整流输出电压ud=ud1-ud2是相电压在正负半周包络线间的差值, 即为线电压在正半周的包络线。

假设在ωt+δ=2π/3的时刻“速度相等”恰好发生, 可得和分别是电流id断续和连续的条件。对一个确定的装置来讲, 通常只有R是可变的, 它的大小反映了负载的轻重。在轻载时直流侧获得的充电电流是断续的, 重载时是连续的, 分界点就是

1.2 整流电路器件的选择

选用整流二极管时, 主要考虑其最大整流电流、最大反向工作电流、截止频率及反向恢复时间等参数。

设电动机参数为:ne=3000r/min;Ie=1.84A;Ue=380V;cos准=0.85。则二极管参数为:

流过二极管的峰值电流:

Im=姨2 Ie=姨2×1.84=2.6A (3)

流过二极管的电流有效值:

二极管电流额定值:

考虑滤波电容充电电流的影响, 须留较大的电流余量, 选用Ie=10A。

整流二极管电压额定值:

2 滤波电路设计

以上分析是在整流电路的理想条件下得到, 而实际中, 整流电路输出电压含有一定的交流成分, 为输出平滑的直流电压, 需要添加滤波电路对整流输出电压进行滤波。从而减小直流电压中的交流成分, 降低电压纹波系数, 波形变得比较平滑。

常用的滤波电路有无源滤波和有源滤波两大类。无源滤波主要形式有电容滤波、电感滤波和复式滤波。有源滤波电路主要形式是有源RC滤波, 也被称作电子滤波器。

无源滤波电路的结构简单, 易于设计, 但它的通带放大倍数及其截止频率都随负载而变化, 因而不适用于对信号处理要求高的场合。无源滤波电路通常用在功率电路中, 比如直流电源整流后的滤波, 或者大电流负载时采用LC (电感、电容) 电路滤波。

有源滤波电路的负载不影响滤波特性, 因此常用于信号处理要求高的场合。有源滤波电路一般适用于信号处理。

当没有滤波电容时, 三相整流最大输出直流电压为:

VDC=3姨π2U线=1.35 380=513V (7)

理论上, 滤波电容值越大越好, 考虑到价格和体积, 选用耐压为800V, 电容量为1100u F的电容。滤波电容的作用:滤平全桥整流后的电压纹波, 负载变化时使直流电压保持平衡。

故本设计中采用电容值为1100μF/800V。由于在变频器停止工作后, 电容容量较大, 所以在电容两端并联一个200K/6W的电阻, 构成一条回路, 使电荷能较快释放, 结构如图1所示。

3 逆变电路的设计

逆变电路主要由绝缘栅极双极性晶体管 (IGBT) 实现。原理是:IGBT为全可控型晶体管, 可控制其导通和关断, 由控制回路发出一个脉宽和频率均可调的脉冲按要求使直流电压被斩波生成脉冲。

3.1 逆变电路结构及原理

三相桥式逆变电路可看作是由三个单相半桥逆变电路组成, 如图2所示。

U相控制中, SPWM控制信号PWM1、PWM2互补, IGBT V1、V4在控制时间内轮流导通。输出幅度为Ud/2, 宽度与相应的PWM1、PWM2相同的SPWM波。

V相、W相与U相的控制相同。令PWM1、PWM3、PWM5之间的相位差为准, 测得到相位为φ的U、V、W三相输出波。

为了保证V1、V3、V5能及时跟随控制信号变化, 三个IGBT的栅极、发射极之间必须随时保持特定的压差。发射极电压随着IGBT通断不断变化, GE极之间需要有跟随E极电压变化的供电机制, 使GE极压差保持一定。由于三相输出相位不同, 三相需要相互独立的GE极供电机制, 以免三相输出相互干扰。

参考文献

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[4]毛明, 黄念慈, 赵利华.新型PWM产生器SA866及其在通用变频器上的应用[J].电源应用技术, 2001 (4) .

变频电源的谐波危害及解决措施 篇2

作者：华腾开元 发表时间：2010-2-3 17:11:29 阅读：次

一、变频电源应用中的问题

在工业调速传动领域中，与传统的机械调速相比，用变频电源调速有诸多优点，应用非常广泛，但由于变频电源逆变电路的开关特性，对其供电电源形成了一个典型的非线性负载，变频电源在现场通常与其它设备同时运行，例如计算机和传感器，这些设备常常安装得很近，这样可能会造成相互影响。因此，以变频电源为代表的电力电子装置是公用电网中最主要的谐波源之一，其对电力系统中电能质量有着重要的影响。供电系统谐波的定义是对周期性非正弦电量进行傅立叶级数分解，除了得到与电网基波频率相同的分量，还得到一系列大于电网基波频率的分量，这部分电量称为谐波。谐波频率与基波频率的比值（n=fn/f1）称为谐波次数。电网中有时也存在非整数倍谐波，称为非谐波（Non-harmonics）或分数谐波。谐波实际上是一种 干扰量，使电网受到“污染”。电工技术领域主要研究谐波的发生、传输、测量、危害及抑制，其频率范围一般 为2≤n≤40。

二、谐波的产生过程

向公用电网注入谐波电流或在公用电网上产生谐波电压的电气设备称为谐波源。具有非线性特性的电气设备是主要的谐波源，例如带有功率电子器件的变流设备，交流控制器和电弧炉、感应炉、荧光灯、变压器等。

谐波产生的根本原因是由于非线性负载所致。当电流流经负载时，与所加的电压不呈线性关系，就形成非正弦电流，从而产生谐波。

谐波频率是基波频率的整倍数，根据法国数学家傅立叶（M.Fourier）分析原理证明，任何重复的波形都可以分解为含有基波频率和一系列为基波倍数的谐波的正弦波分量。谐波是正弦波，每个谐波都具有不同的频率、幅度与相角。谐波可以区分为偶次与奇次谐波。在平衡的三相系统中，由于对称关系，偶次谐波已经被消除了，只有奇次谐波存在，奇次谐波引起的危害比偶次谐波更多更大。我国工业企业也越来越多的使用产生谐波的电气设备，例如晶闸管电路供电的直流提升机、交-交变频装置、轧钢机直流传动装置、晶闸管串级调速的风机水泵和冶炼电弧炉等。这些设备取用的电流是非正弦形的，其谐波分量使系统正弦电压产生畸变。谐波电流的量取决于谐波源设备本身的特性及其工作状况，而与电网参数无关，故可视为恒流源。各种晶闸管电路产生的谐波次数与其电路形式有关，称为该电路的特征谐波。除特征谐波外，在三相电压不平衡，触发脉冲不对称或非稳定工作状态下，上述电路还会产生非特征谐波。进行谐波分析和计算最有意义的是特征谐波，如果5，7，11，13次等。如直流侧电流波纹较大，则5次谐波幅值将增大，其余各次谐波幅值将减少。当电网接有多个谐波源时，由于各谐波源的同次谐波电流分量的相位不同，其和将小于各分量的算术和。变压器激磁电流中含有3，5，7等各次谐波分量。由于变压器的原副边绕组中总有一组为角形接法，为3次谐波提供了通路，故3次谐波电流不流入电网。但当各相

激磁电流不平衡时，可使3次谐波的残余分量（最多可达20%）进入电网。

三、谐波危害

对于电力系统来说，电力谐波的危害主要表现有以下几方面：（1）增加输、供和用电设备的额外附加损耗，使设备的温度过热，降低设备的利用率和经济效益：（2）电力谐波对输电线路的影响：

谐波电流使输电线路的电能损耗增加。当注入电网的谐波频率位于在网络谐振点附近的谐振区内时，对输电线路和电力电缆线路会造成绝缘击穿。

（3）电力谐波对变压器的影响：

谐波电压的存在增加了变压器的磁滞损耗、涡流损耗及绝缘的电场强度，谐波电流的存在增加了铜损。对带有非对称性负荷的变压器而言，会大大增加励磁电流的谐波分量。（4）电力谐波对电力电容器的影响：

含有电力谐波的电压加在电容器两端时，由于电容器对电力谐波阻抗很小，谐波电流叠加在电容器的基波上，使电容器电流变大，温度升高，寿命缩短，引起电容器过负荷甚至爆炸，同时谐波还可能与电容器一起在电网中造成电力谐波谐振，使故障加剧。（5）影响继电保护和自动装置的工作可靠性：

特别对于电磁式继电器来说，电力谐波常会引起继电保护及自动装置误动或拒动，使其动作失去选择性，可靠性降低，容易造成系统事故，严重威胁电力系统的安全运行。（6）对通讯系统工作产生干扰：

电力线路上流过的幅值较大的奇次低频谐波电流通过磁场耦合时，会在邻近电力线的通信线路中产生干扰电压，干扰通信系统的工作，影响通信线路通话的清晰度，甚至在极端的情况下，还会威胁着通信设备和人员的安全。（7）对用电设备的影响：

电力谐波会使电视机、计算机的图形畸变，画面亮度发生波动变化，并使机内的元件温度出现过热，使计算机及数据处理系统出现错误，严重甚至损害机器。

此外，电力谐波还会对测量和计量仪器的指示不准确及整流装置等产生不良影响，它已经成为当前电力系统中影响电能质量的大公害。

四、谐波治理

治理谐波问题，抑制辐射干扰和供电系统干扰，可采取屏蔽、隔离、接地及滤波等技术手段。治理谐波的主要措施有：加大系统短路容量；提高供电电压等级；增加变流装置的脉动数；改善系统的运行方式，设置交流滤波器等都能减小系统中的谐波成分。交流滤波器又分为无源滤波器和有源滤波器两种。有源滤波器是一种向系统注入补偿谐波电流，以抵消非线性负荷所产生的谐波电流的能动式滤波装置。它能

对变化的谐波进行迅速的动态跟踪补偿，且补偿特性不受系统阻抗影响。其结构相对复杂，运行损耗较大，设备造价高；在补偿谐波的同时，也会注入新的谐波。无源滤波器(又称LC滤波器)是利用LC谐振原理，人为地造成一条串联谐振支路，为欲滤除的主要谐波提供阻抗极低的通道，使之不注入电网。LC滤波器结构简单，吸收谐波效果明显；但仅对固有频率的谐波有较好的补偿效果；且补偿特性受电网阻抗的影响很大，在特定频率下，电网阻抗和LC滤波器之间可能会发生并联谐振或者串联谐振。

五、综述

变频调速电源 篇3

开关电源作为一种高效、轻型、高性能的电源已广泛用于家用电器、电子计算机、变频器等电子设备中。而在变频器中的广泛应用更显其本色。变频器的控制回路、驱动回路、保护回路、检测电路等需要十余种相互隔离的电源。采用开关电源后,可以使变频器体积小、重量轻、功耗低、稳压范围宽,大大地改善了装置的控制可靠性及保护性能。

开关电源的种类很多,不同容量等级的变频器采用不同形式的开关电源。根据我们研制的交流变频调速系统的特点,要求开关电源适应范围为50V～330V,且在输入电压低至50V时仍然能输出满功率,显然常规的开关电源不具备这样宽的调节范围。为此,采用由斩波器和推挽式变换器组成的两级组合式开关电源作为装置的各种控制电源。由于采用了斩波器使开关电源在输入50V～330V的变化范围内都能稳定输出中间直流电压,输出功率达300W以上。在得到稳定的中间电压基础上,用PWM(脉宽调制)调制技术加推挽放大得到装置所需的各种等级电源及驱动电路所需方波电源。该方式的电源在实际使用中取得了满意的效果[1]。

1 组合式开关电源的构成

组合式开关电源原理示意图如图1所示。该电源主要由两级组成:第一级是降压斩波器,通过PWM控制V2管的开通和关断,使输入电压(取自主回路中间直流电压)在50V～330V范围内能够输出稳定直流24V电压。该24V电源用于后一级变换器的输入以及交流变频调速装置的风扇和电机磁闸电源。第二级变换器实际上是将直流24V重新凋制,控制V3,V4交替导通和关断,把24V直流电压变换成高频交流电压,经高频变压器副边输出多组装置所需的各种电压和驱动所需的方波电压。为了保证在送电初期电源能正常工作,特设置了初始电源产生电路。在斩波器稳定输出24V后,初始电源退出工作,由电源本身提供工作电源[2]。

电源控制回路采用PWM集成电路SG3524,这样可大大简化控制电路,提高电源的可靠性,并可方便地实现开关电源的各种保护。

由于使用SG3524作为开关电源的控制芯片,故存在主回路与控制回路之间的隔离问题,考虑到光耦合器速度较慢,且还需提供工作电源,故本电源采用脉冲变压器实现主回路与控制回路之间的隔离。但使用脉冲变压器对斩波器斩波管V2的驱动会产生一些问题,具体情况将在下面进一步分析。

2 组合式开关电源原理分析

2.1 斩波器电路

开关电源斩波器电路原理图如图2所示,它的功能是将从主回路中间直流电压(50V～330V)变成24V稳定直流电压输出[3,4]。

斩波器控制电路采用PWM集成电路SG3524,电阻R1、电容C1决定了斩波器的工作频率。R6,R7为反馈电阻,其值决定输出电压大小,SG3524的基准电源为5V,故:

R5是电流反馈电阻,当负载电流超过限定值时,R5将此信号反馈回SG3524,使其停止工作,起到过流保护的作用。

从SG3524出来的控制信号加到互补管V1,V2上,通过脉冲变压器原边产生驱动信号,驱动斩波管工作。D1提供截止时变压器原边的续流回路。

脉冲变压器的原边截止时产生很大的尖峰脉冲电压,对V1,V2产生危害。为此加吸收电容于R2两端,可以大大减小尖峰脉冲。图3是不加吸收电容C2和加吸收电容C2时的驱动波形。减小开关管的开关损耗是保证开关管正常工作的重要因素。为此必须充分减小开关管的导通、截止过渡过程时间。图2中,V3,V5构成两级达林顿开关管,V4在V3,V5截止时导通, D6提供V5截止反偏电压,加速V5的截止,D2为抗饱和管。采取以上措施后,开关管的导通、截止过渡过程时间可以大大减小。

为了尽量减小输出电压的纹波,电感L越大越好,但又不宜太大,以免增大其体积,一般用下式来决定:

式中:Vi——输入直流电压

Vo——输出直流电压

I1min——最小负载电流

ton——开关管在一周中的导通时间

滤波电容C5按下式决定:

式中:δ——占空比

f——工作效率

ΔV01——所允许的输出纹波电压

2.2 推挽式变换器电路

开关电源的推挽变换器电路如图4所示, SG3524发出控制信号驱动T4,T5两个三级管交替导通、截止,将输入24V直流电压变成高频交流信号耦合到高频变压器的副边,经整流后得到所需的各等级电源,由于SG3524的输出电流较小故采用T3,T4(T5,T6)两级放大。T2(T8)管在T3,T4(T5,T6)截止时导通加速其截止。其负电源VA由高频变压器副边产生。

C2,R4,C3组成吸收回路,R1,C1况定了SG3524的振荡频率,亦即高频变压器的工作频率。R3,R2为反馈电阻,使高频变压器副边稳定输出,不受负载等影响。R5,R6为电流反馈电阻,在过载时使SG3524停止工作。

3 初始电源电路

在斩波器未输出24V稳定电压以前,必须给控制回路提供一个初始电源。初始自举电源电路原理图如图5所示。

开始送电时,T1截止,T2导通,20V稳压管W1提供控制回路的初始电源,斩波器开始工作,输出24V稳定电压,这时,控制回路的电源则由24V稳定电压提供,此时,LM358输出高电平,使T1导通,T2截止,初始电源电路停止工作。

4 实验结果

开关电源在满负荷情况下,各项指标如下:直流输入电压:50V～330V;输出电压:+24V,±15V,+5V,20V方波高频电压;效率:>80%;高频纹波:<50MV(P-P)。从以上指标可以看出,该电源完全能满足交流变频调速装置控制电源的要求,实际使用也十分可靠。

参考文献

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[2]金永镐,郑春善.基于恒流驱动模式的宽电压输入串联型开关电源[J].电子技术应用,2007(12):166-168.

[3]刘明先,裴雪军,侯婷,等.大功率逆变器中驱动电路的开关电源设计[J].电源技术应用,2006(9):9-13.

变频调速电源 篇4

摘要：介绍了一种基于空间矢量PWM算法的变频电源的实现方式。系统采用MOTOROLA公司的电机控制专用芯片68HC908MR16，通过PI调节将直流电逆变成频率可调的三相正弦波交流电，同时利用串行通信实现系统的状态显示和参数修改。

关键词：空间矢量;脉宽调制;变频器;专用芯片MR16

引言

随着拖动技术的不断发展以及大功率电力电子器件的不断更新，交流异步电机V/f控制PWM变频电源在工业上的应用越来越广泛。传统的SPWM变频调速技术理论成熟，原理简单，易于实现，但其逆变器输出线电压的幅值最大值仅为0.866Ud，直流侧电压利用率较低;而采用空间矢量PWM(SVPWM)算法可使逆变器输出线电压幅值最大值达到Ud，较SPWM调制方式提高了15%，且在同样的载波频率下，采用SVPWM控制方式的逆变器开关次数少，降低了开关损耗。为此，本文运用SVPWM算法，将逆变器和电机作为整体考虑，并综合三相电压，通过实时计算，利用MR16单片机实现了电机的恒磁通变频调速控制。

(本网网收集整理)

1空间矢量PWM基本工作原理

图1所示为三相电压型逆变器的工作原理图，它由6个开关器件组成。逆变器输出的空间电压矢量为

根据同一桥臂的上下两个开关器件不能同时导通的原则，其三相桥臂开与关可以有8种状态。在这8种开关模式中，有6种开关模式输出电压，在三相电机中形成相应的6个磁链矢量，另外2种开关模式不输出电压，不形成磁链矢量，称之为零矢量。各种状态形成的矢量在空间坐标系中的位置关系如图2所示。括号内的二进制数依相序A，B，C表示开关的不同状态，“1”表示上桥臂功率器件导通，下桥臂器件关闭;“0”表示的工作状态与此相反。任意一个电压空间矢量的幅值和旋转角度都表示此刻输出PWM波的基波幅值及频率大小，它的相位则表示不同的脉冲开关时刻。因此，三相桥式逆变器的目标就是利用这8种基本矢量的时间组合，去近似模拟合成这样一个磁链圆。

通常将一个圆周期6等份，并习惯地称之为扇区。每一扇区又可继续划分为任意的m个小等份。当理想电压矢量位于任一扇区之中时(如图2所示)，就用该扇区的两个边界矢量和两个零矢量去合成该矢量，例如：当理想电压矢量处于第一扇区时就由和两个非零矢量以及零矢量合成，其他扇区依此类推。假设理想电压矢量位于图3所示的位置，依据正弦定理可以得到式(2)―式(4)。

式中：Us为逆变器输出电压矢量的幅值;

U1为非零矢量的幅值;

U2为非零矢量的幅值;

Ts为PWM周期;

t1为的作用时间;

t2为的作用时间;

t0为零矢量的作用时间;

|U1|=|U2|=…=Ud。

由于理想电压矢量是由位于该扇区边界的两个非零矢量和零矢量合成，在实际合成时可采用每一个非零矢量分别发出两次，零矢量则依次插入各个分割点的方法。例如：理想电压矢量为，其合成步骤可以是：先发非零矢量作用t1/2时间，再发零矢量作用t0/4时间，而后发出非零矢量作用t2/2时间，接着发出零矢量作用t0/4时间。

然后再依此次序重发矢量一次，就完成了整个合成过程。之所以采用这种合成方法是因为系统工作到低频时，控制周期变长，而每个周期内非零矢量的作用时间又是一定的，也就是说零矢量的作用时间相应的变长了。于是就将一个周期中太长的零矢量分开成几个零矢量，而后把它们均匀地插入到非零矢量中去，这样既满足了合成的要求，又有效地抑止了低速转矩脉动。对于理想电压矢量位于扇区边界的这种情形，可以把它作为扇区的特例来处理，即有一个非零矢量的作用时间为0。

2 系统实现

2.1 主电路拓扑结构

主电路采用三相全桥逆变电路，其拓扑结构如图4所示，逆变DC/AC部分为全控式逆变桥，电容C为滤波电容，其电容值的选择与负载额定功率及直流侧输入电压有关。交流电机变频调速不仅要求输出电压为正弦波，而且要求电压和频率协调变化，即要求电压V和频率f要同时变化并满足一定的规律，如V/f为常数，这样才能保证异步电机转子磁通在变频调速过程中保持恒定。采用空间矢量PWM控制法驱动逆变桥，可以实现输出电压和频率分别按各自规律变化，而且正弦波畸变小，响应速度快，控制简单。2.2控制芯片

本系统采用MOTOROLA公司的电机控制专用单片机68HC908MR16(以下简称MR16)作为主控芯片，它是一种高性能，低成本的`8位单片机。MR16内部集成有16K字节的可擦写片内闪速存储器FLASH，768字节的RAM;具有10位精度的10通道ADC模块，其AD转换时间最快仅需2μs，能够在极短时间内完成多路采样并进行高精度转换;同时MR16含有一个可编程时钟发生器模块(CGM)，系统时钟不仅可以直接由外部晶振输入分频得到，也可以先将晶振电路的输出信号缓冲后再经内部锁相环(PLL)频率合成器提供;具有串行通信模块SCI，它有32种可编程波特率，可以工作在全双工或半双工模式，通过SCI模块能方便地实现系统与外部的实时通信。

MR16中颇具特色的部分是专门用于电机控

制的PWMMC模块。该模块可以产生3对互补的

PWM信号或6个独立的PWM信号，这些PWM信

号可以是中心对准方式也可以是边缘对准方式。

6个通道都有一个12位的PWM计时器，PWM分辨率在边缘对准方式时是一个时钟周期，而中心对准方式时是两个时钟周期，这样边缘对准方式的最高分辨率是125ns(内部工作频率为8MHz)而中心对准方式的最高分辨率为250ns。当PWMMC模块工作于互补模式时，模块功能部件自动地将死区时间嵌入到PWM的输出信号中，并可以根据感应电机的相电流极性轻易地翻转PWM数据。PWMMC模块还含有4个故障保护引脚FAULT1～FAULT4，当任意一个故障保护端口为高电平时就封锁相应的PWM输出引脚。例如,当系统过流时，就置位FAULT引脚封锁所有PWM输出，这样就封锁了IGBT的驱动电路，从而实现了过流保护功能。为了避免由干扰引起的误操作，MR16的每个故障引脚都带有一个滤波器，并且所有的外部故障引脚都可由软件配置来再使能PWM，这些都给软件设计带来了极大的方便。

2.3PWM波形成本系统利用MR16单片机中的PWMMC模块，实现PWM波形的生成。在初始化时将其设置为3对互补工作模式，即同一桥臂上的两路PWM信号是互补的。为了防止同一桥臂上的2个开关管直通，在无信号发生器DEADTIME的死区时间寄存器DEADTM中设置了2.5μs的死区时间。系统采用4MHz的外部晶振，由程序选择内部锁相环频率合成器产生8MHz内部总线时钟。同时设置载波频率为9kHz，并将其写入PMOD(H:L)寄存器。PWM波的实时脉冲宽度的计算都是在中断服务程序中完成的，每当PWMMC模块中的PCTN(H:L)计数器计数至PMOD(H:L)中的数值时就引起一次中断。预先将一个扇区(60°)的正弦值扩大一定倍数后制成正弦表格存入FLASH中，每次进入中断后都从表中取出一个正弦值，经过相?的计算后将结果送入PVALX(H:L)寄存器中，单片机将PCTN(H:L)中的值与PVALX(H:L)中的值进行比较后自动产生PWM波，而后依次送入相应的PWM输出通道，完成PWM波的输出。采用软件方法实现PWM波的原理如图5所示，它对应于图1的第1扇区。当位于不同的扇区，不同的PWM周期时，它们的值都不相同，都是实时变化的。同样，赋给每一个PVALX(H:L)寄存器的值也就不尽相同。这种产生对称PWM波形的方法，每个PWM周期都开始和结束于零向量，并且000和111的持续时间相同;同时，除了占空比0%和100%外，每个周期内各桥臂通断两次，而且对于一个扇区来讲，桥臂的通断都有一个固定的顺序。

2.4 串行通信

系统采用串行通信设计了相应的监控系统，使其具有良好的人机界面。其中逆变系统和监控系统均采用MAXIM公司的串行接口芯片MAX3082，通过标准RS?485总线准确实时地实现了相互的串行通信。同时，运用光耦隔离的办法增强了系统的抗干扰能力，提高了通信的可靠性。双方约定波特率9600bps，工作于半双工模式

，并采用校验和的校验方法检验数据通信的准确性。MR16工作频率设为8MHz，初始化程序如下：

MOV#$50,SCC1;每一帧10位数据，

启动SCI模块

MOV#$0C,SCC2;发送器和接收器使能

MOV#$00,SCC3;屏蔽出错中断

MOV#$30,SCBR;设置波特率为9600bps

2.5 软件设计

系统软件采用模块化设计，包括初始化模块，读X5043模块，保护模块，通信显示模块，PI调节模块，软启动模块以及中断模块等。其中除中断模块在中断服务程序中完成以外，其他均放在主程序中完成。主程序流程如图6所示。

初始化模块包括MR16内部寄存器初始化，变量存储单元定义，通信初始化设置等部分;芯片X5043把三种常见的电路，即看门狗电路，电压监视和EEPROM组合在单个封装内，它内含的4KbitEEPROM存储着上次关机时正常运行的参数值设置，每次开机时系统都将这些参数值读到MR16中，这样就使系统具有记忆功能，使用户不必每次开机时都要对系统参数进行重新设置。保护模块则实现了系统的过热，过载，过流以及系统低频保护等保护功能。其中过流保护由硬件完成，以保证系统能在过流产生后的极短时间内迅速封锁全部的PWM输出。调节模块主要完成稳压输出的功能，而通信显示模块则是方便人机交流的界面，通过它可以进行多种功能的设定，系统状态的显示以及各种参数的修改。

3结语

智能功率模块在变频电源中的应用 篇5

智能功率模块 (IPM, Intelligent Power Module) 将输出功率器件IGBT和驱动电路、多种保护电路集成在同一模块内, 与普通IGBT相比, 其在性能和可靠性上均有提高:IPM通过采用先进的电流检测型IGBT和与之相匹配的门控电路, 实现高效的自保护功能;IPM的使用可缩短系统的设计时间和提高系统的可靠性, 并使系统硬件电路简单紧凑, 大大减小系统尺寸。本文通过IPM在变频电源中的应用, 着重介绍IPM的基本特性、驱动电路以及外围保护电路的设计。

1 IPM智能功率模块

笔者以日本三菱公司生产的智能功率模块PM25RSB120为例, 介绍IPM的基本特征。

1.1 PM25RSB120的内部结构

PM25RSB120是一种含有制动单元在内的完整逆变器, 它包括7个IGBT和它们各自的驱动保护电路, 其中的6个IGBT可组成三相逆变桥, 另外1个IGBT再外加1个电阻即可构成制动单元。PM25RSB120的内部结构[1]如图1所示。

1.2 PM25RSB120的外部接线端子含义

图1中, P、N为直流输入端, 工作电压为450 V;U、V、W为逆变器三相输出端, 最大输出电流为50 A;BR为刹车控制输入信号;UP、VP、WP、UN、VN、WN分别为6个IGBT的基极驱动输入信号, 它们都是低电平有效的电平信号, 与外部控制电路之间通过光电三极管隔离;FO、UFO、VFO、WFO分别为下桥臂及上桥臂U、V、W相故障输出端, 当它们为低电平时表示模块发生了过流、短路、欠压或过热某种故障。FO、UFO、VFO、WFO只是向外部控制电路提供指示信号, 即使外部控制电路不采取措施, IPM模块也会通过自保护电路封锁基极驱动信号, 从而将自己保护起来。VUPI-VUPC、VVPI-VVPC、VWPI-VWPC、VNI-VNC是4组独立的驱动电源, 前三组分别供给U、V、W相3个上桥臂元件, 第四组电源供给3个下桥臂元件和制动回路元件。

1.3 PM25RSB120内置的保护功能

PM25RSB120内置的保护电路可实现控制电压欠压保护、过热保护、过流保护和短路保护功能。如果IPM中有1种保护电路动作, IGBT栅极驱动单元就会关断门极电流并输出1个故障信号 (FO) 。各种保护功能分述如下:

(1) 控制电压欠压 (UV) 保护:IPM使用单一的+15 V供电, 若供电电压低于12.5 V, 且时间超过toff=10 ms时, 发生欠压保护, 封锁门极驱动电路, 输出故障信号。

(2) 过温 (OT) 保护:在靠近IGBT芯片的绝缘基板上安装了1个温度传感器, 当IPM温度传感器测出其基板的温度超过温度值时, 发生过温保护, 封锁门极驱动电路, 输出故障信号。

(3) 过流 (OC) 保护:若流过IGBT的电流值超过过流动作值, 且时间超过toff, 则发生过流保护, 封锁门极驱动电路, 输出故障信号。

(4) 短路 (SC) 保护:若负载发生短路或控制系统故障导致短路, 流过IGBT的电流值超过短路动作电流, 则立刻发生短路保护, 封锁门极驱动电路, 输出故障信号。

2 IPM在变频电源中的应用

2.1 变频电源的结构

本文讨论的是能够调频、调压、智能控制与管理的变频电源, 并具有较强的通用性, 其系统结构基本可分为2个部分, 即系统主电路和控制电路[2], 如图2所示。

2.2 变频电源系统主电路

变频电源系统主电路如图3所示, VD1～VD4为常规整流器, IPM作为逆变器, 虚线框内为基于APFC (有功功率因数校正) 技术的整流器。市电交流信号经过整流滤波器转变为直流信号, 又经过APFC电路后变成稳定的直流电源, 然后进入IPM的逆变系统。

(1) IPM驱动隔离电路

IPM外部驱动电路是IPM内部电路和控制电路间的接口, 由于IPM本身含有驱动电路, 所以只要提供满足驱动功率要求的PWM信号、驱动电路电源和防止干扰的电气隔离装置即可。

但是, IPM对驱动电源的要求很严格, 具体要求:① 驱动电压范围为 13.5～16.5 V, 电压低于13.5 V时IPM将会误动作, 甚至发生欠压保护;电压高于16.5 V可能损坏内部部件。② 驱动信号频率为5 Hz～20 kHz, 且需采用电气隔离装置, 防止干扰。③ 驱动电源绝缘电压至少是IPM极间反向耐压值的2倍 (2Vces) 。④ 驱动电路输出端的滤波电容不能太大, 因为当寄生电容超过100 pF时, 噪声干扰将可能误触发内部驱动电路[3]。

现以PM25RSB120内部1组单元为例, 介绍其驱动隔离电路, 如图4所示 (其它单元的接线可依此类推) 。其中IPM的控制输入信号和故障输出信号分别通过光耦HCPL4504和6N137传输, 有效起到了电气隔离作用, 从而达到了上述技术要求。

另外, IPM所需要的4路15 V直流电压可通过整流电路直接得到, 也可利用三菱公司为IPM系列产品专门配置的电压转换模块M57120L和M57140-01得到。在M57120L的输入端加1路113～400 V的直流电压, 便可在输出端得到1路20 V的直流电压;在M57140-01的输入端加1路18～22 V的直流电压便可在输出端得到4路相互隔离的15 V电压, 从而为IPM供电。显然后者的效果要明显优于前者。

(2) IPM外围保护电路

当IPM发生UV、OT、OC、SC中的任一故障时, 其故障输出信号持续时间tFo为1.8 ms (SC故障持续时间会长一些) , 在该时间内IPM封锁门极驱动, 关断IPM;故障输出信号持续时间结束后, IPM内部自动复位, 门极驱动通道开放。

由此可见, 器件自身产生的故障信号是非保持性的, 如果tFo结束后故障仍旧没有排除, IPM将会重复自动保护的过程, 反复动作。OT、OC、SC保护动作都是非常恶劣的运行状态, 应尽量避免反复动作, 因此, 仅依靠IPM内部保护电路还不能完全实现器件的自我保护功能。要使系统真正安全、可靠运行, 需要辅助的外围保护电路。

IPM外围保护电路可通过硬件的方式实现, 也可通过软件的方式实现, 本文采取的是硬件保护电路[5], 如图5所示。

IPM接口电路前置74HC245为带控制端的三态收发器。IPM的控制信号经过74HC245的输入、输出后送至IPM接口电路;各个IPM的故障输出信号经过光耦隔离输出后得到高电平FO, 送入或门, 或门输出经过RC低通滤波后, 送入74HC245的使能端OE。IPM正常工作时, 或门输出为低电平, 74HC245选通;IPM故障报警时, 或门输出为高电平, 74HC245所有输出置为高阻, 封锁各个IPM的控制信号, 关断IPM, 实现保护功能。

2.3 变频电源系统控制电路

变频电源系统控制电路硬件结构如图6所示, 控制电路采用DSP TMS320LF2407 (以下简称DSP) 作为系统的控制核心[4], 这样可采用最少的软、硬件实现灵活、准确的在线控制。

通过键盘键入所要求的输出电压值、频率值, 由SCI模块与DSP实现通信, 得到IPM当前工作的基准电压信号, 经过电压电流调节器获得实际的正弦调制信号, 与DSP定时器产生的三角载波信号相交截, 输出带有一定死区的驱动控制信号, 经驱动单元进行隔离放大后送到IPM。DSP可以将当前时刻的输出电压、频率值送给单片机并在8位LED上显示出来。

2.4 变频电源系统软件设计

变频电源系统主程序流程如图7所示。

3 结语

本文介绍了智能功率模块IPM的基本特征及其在变频电源中的应用, 详细介绍了该变频电源系统主电路及控制电路设计。由于采用了功能强大的IPM智能功率模块, 该变频电源不但可靠性提高, 而且体积小、成本低, 目前在生产和实践中已得到广泛应用。

参考文献

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静止变频电源掉电问题的技术分析 篇6

1. 故障问题排查定位

针对这种现象, 对静止变频电源进行了全面的故障排查后却没有发现变频电源内部件有任何损坏, 随后对静止变频电源的工作日志进行查阅。故障日志详细记录了该现象发生的过程, 故障发生时, 三相电流均由不同程度的升高, 有一项电压呈现上升另外两项电压呈现下降, 电源组出现了输出短路保护现象。鉴于以上现象, 我们初步得出了静止变频电源掉电的原因在于电源过流而导致的短路保护。

静止变频电源电路结构图如图1 所示。

依据静止变频电源的结构组成及工作原理可知造成出现短路保护现象的问题有如下四个:

1.1 电源组内部自身组件 (输出功率、电路板组件) 损坏

当静止变频电源组内部组件出现损坏, 但静止变频电源工作正常时会出现短路保护现象。短路现象发生后, 仅仅重启了静止变频电源, 对静止变频电源内部的组件不进行任何更换, 设备又一切正常, 这样可排除短路保护现象发生的原因是电源内部电路板损坏造成的。

1.2 电源内部多余组件导致其出现短路保护

对静止变频电源内部的所有组件进行了拆检, 未发现有损坏或者松动现象, 由此可以排除静止变频电源出现短路保护的原因是电源内部多余组件造成的。

1.3 电源虚警导致短路保护

a. 试验设计:对静止变频电源的输出电压、电流每个输出周期信息采集32 个, 电源的输出频率为400Hz, 周期2.5ms, 采样时间间隔为78μs, 采集后的信息经过计算机储存计算, 由于发生短路保护作用是瞬时发生的, 其动作时间极其短暂, 静止变频电源仅仅能记录电源发生短路保护动作之前的前一个周期电源、电压输出的值, 无法实现实时记录短路保护发生之时的电压、电流值。

b. 试验验证:从试验中可以看出, 是因为C相电流单方面一直增大直至触发了电源短路保护, 我们采用了平衡负载人为短路、模拟虚警短路保护以及非平衡负载人为短路的方法来验证短路保护以及其记录的数据是真实客观的, 通过实验我们可以排除造成静止变频电源出现掉电现象的原因是电源出现虚警保护造成的。

1.4 外部大电流正常保护

由于静止变频电源的输出回路负载端是采用的△接线法, 当三相电流中的任何一相瞬间电流出现波动时, 其它两相电流也随之发生波动。三相电流其中的一相发生电流增大现象时, 其输出功率也增大, 功率偏离值大于10k W时, 输出电压随之降低, 其它两相电压上的负载偏离值越大。

通过以上分析可以得出结论:静止变频电源发生短路保护是外部大电流造成的正常保护。

2. 故障发生的技术分析

2.1 静止变频电源保护原理

当有电流通过电流输出回路中的电流互感器时会输出电压信号, 该信号进过处理后传送到电压监测器上, 电压监测器会对收到的实时电压信号进行分析比较, 当接收到的电压信号其电压值在正常范围内时, 电压监测器不会有任何动作;当接收到的电源信号其电压值高于正常值时, 电源监测器会发出报警信号, 并发出短路保护动作, 对硬件进行断电保护。

2.2 静止变频电源输出回路电流分析

静止变频电源中的变压器阻抗小, 其发生短路时会瞬间产生很大的电流, 短路电流值会超过其额定电流值的6-8倍, 从电源短路保护电流图看, 静止变频电源其输出电压、电流值在第N个周期内峰值和周期稳定正常, 在第N+1 个周期内, 输出电压、电流开始增大, 但还没有超出电流短路保护所需触发的保护值, 在第N+2 个周期内, 输出电流、电压持续增大, 直至超出了电流短路保护的保护值, 电源做出了短路保护掉电动作。

2.3 静止变频电源输出回路短路机理分析

静止变频电源在正常工作时电源和电流输出的关系式:

Ia=Iab+Iac

Ib=Iab+Ibc

Ic=Ibc+Iac

UN = UA + UB + UC

当BC相短路, 则BC相阻抗降低, 通过电流升高, A相电流因BC相的短路从B相从新回到C相, A相回路电流随之升高;BC相的短路导致BC相阻抗减小, A相不变;如此以来, BC相输出的电压下降, A相却升高, 导致电源内部点位偏移, 造成电源内部的短路。

通过以上分析, 分析结果完全与发生短路保护时所记录的电流趋势图符合。

3. 总结

通过对造成静止变频电源发生掉电现象多种可能原因进行了分析、试验、检测, 排出了是其自身原因所致, 静止变频电源掉电现象是因为外部大电流等外部因素导致电源出现了瞬时大电流而超过电源所设置的短路保护电流触发值所致。

参考文献

[1]张文锋, 邱瑞昌, 赵晓红.基于DSP的中频逆变电源设计[J].电力电子技术, 2010, 44 (4) :56-58.

变频调速电源 篇7

随着电子技术高速发展，电子系统的应用领域越来越广泛，电子设备种类也越来越多，它们与人们工作、生活的关系日益密切，而电子设备都离不开可靠的电源，因此，对电源的要求更加灵活多样[1]。小型化、低成本化的要求使电源趋向于更轻、更薄、更小而效率更高，因此开关电源因其小体积、轻重量、高效率、稳定可靠等特性，得到快速发展及广泛应用。

为满足自行设计的一款交变磁场发生器内部元器件的供电需求，采用UC3842控制芯片设计一种多路输出的单端反激电源，具备小体积、高效率、性能好等优点，不仅节省空间，而且为交变磁场发生器稳定工作提供保障。

1 设计要求

该多路输出的反激式开关电源主要为变频器内部各功能模块的供电而设计。具体指标为：独立的4路15V、0.2A输出，1路5V、1A输出，1路±15V、0.5A输出，1路12V、2A输出。输入为交流电220V。

2 UC3842概述[2]

UC3842是美国Unitrode公司的一种高性能固定频率电流模式的PWM控制集成电路芯片，采用单端大电流图腾柱式输出级，适合驱动功率开关管。该芯片专门为离线式开关电源和DC/DC变换器应用而设计，具有管脚数量少、外围电路简单、安装调试简便、性能优良等诸多优点。

UC3842的内部结构(见图1)，主要由振荡器、误差放大器、电流检测比较器、PWM锁存器、基准电源、内部偏置电路、欠压锁定电路和输出驱动级等组成。其引脚功能(以8脚双列直插塑料封装为例)如下：1脚为输出/补偿端，是内部误差放大器的输出端，可外接阻容元件进行环路补偿，以确定误差放大器的增益和带宽;2脚为电压反馈输入端，是内部误差放大器的反相输入端;3脚为电流检测(取样)端，对串联在功率开关管源级上的电阻进行采样，当采样电阻上的电压超过给定值1V时，UC3842就关闭输出端;4脚为RT/CT端，是外部定时电阻和定时电容的公共端。用以确定振荡器的工作频率，公式为：f=1.72/(CT×RT);5脚为接地端;6脚为输出端，其输出信号可直接驱动功率MOSFET的栅极，具有拉电流和灌电流的双向驱动能力，峰值电流高达1A;7脚为VCC电源端，芯片工作的开启电压为16V，欠压锁定电压为10V;8脚为内部基准电压输出端，具有短路保护功能，能向外部附加控制电路超过20mA的电流输出。

3 开关电源的设计

本文设计的辅助电源工作概况：开机后，电压升高，UC3842启动，输出端产生驱动MOSFET开关管的信号，使开关管工作于开关状态。当开关管在导通时，变压器的原边绕组导通，有电流流过变压器的原边，同时电能转化为磁能被储存;相反，当开关管断开时，被储存的磁能转化成电能，并在副边回路产生电流，即可为负载供电。然而，副边的电流作为采样信号反馈给UC3842的检测端，经芯片处理后作出响应来改变输出PWM的占空比，进而来调节输出趋于稳定。

电源主要由EMI滤波电路、整流滤波电路、脉宽调制电路、反馈电路、过流保护电路、输出稳压滤波电路等组成(见图2)。

3.1 EMI滤波电路

由于开关电源工作时，电源输入线会引入外界干扰，同时电源本身也是一种干扰源，通过耦合通道对电网、开关电源本身和其他设备产生干扰[3]。故如图2在电源输入端选用典型的EMI滤波器，其内有共模电感和滤波电容来消除共模干扰及差模干扰。C1、C2选用Y电容，跨接在输入端，并将电容器的中点接地，能有效地抑制共模干扰，其容量值约为2.2nF～0.1μF;C3、C4为X电容，用于滤除差模干扰，其典型值取为：0.01～0.47μF[4]。

3.2 输入整流滤波电路

整流滤波电路采用简单的桥式整流和电容滤波。具体的参数计算参考文献[5]。输入为220V的交流市电，滤波电容的取值可以参照k=1μF/W，又考虑到铝电解电容的容量误差和容量会随时间推移逐渐减少，故选取220μF/400V。K为每单位输出功率(W)所需输入滤波电容器容量(μF)的比例系数[5]。

3.3 缓冲吸收电路[4,6]

开关管在关断瞬间会产生很高的电压尖峰脉冲，这不仅很容易使开关管因电压急剧升高而损坏，而且使电流采样和输出电压的波形出现很尖的脉冲，影响系统稳定工作。为此，选用电阻、电容和阻塞二极管构成钳位电路，如图2中R4、C6和VD1构成的反激变压器吸收电路，C16、R15和VD4构成开关管的缓冲吸收电路。具体的电容、电阻及二极管的参数可由文献[7]中的方法得出。

3.4 UC3842的启动与驱动电路

UC3842的启动电压为+16V,电源开启后，交流电经过整流滤波后得到的直流电，通过电阻的降压后给C10充电，一旦C10的电压达到16V，芯片启动产生波形驱动信号，经串联在MOSFET栅极的阻尼电阻(阻尼电阻可防止开关管自激振荡)，驱动开关管的通断。电源进入正常工作后，变压器副边绕组产生的交流电经VD2、VD3整流滤波后为芯片供电。

3.5 反馈电路

采用副边的一绕组线圈输出电压作为反馈信号，来调节驱动波形的占空比。副边的绕组电压经VD2和VD3整流滤波之后，得到一个直流电压信号，一方面为芯片提供工作电压;另一方面经电阻分压，为UC3842的2脚提供反馈电压。可调电阻R9可以对多路输出的电压大小进行调节。

3.6 电流检测和过流保护电路[6,8]

电流检测采用取样电阻R14的电压信号来完成，经R12和C15消除尖峰脉冲后送入引脚3，形成电流的反馈回路并调节输出脉冲。一旦采样电压大于1V时，UC3842停止输出，起到保护电路的作用。其中R12和C15滤波器的时间常数通常为几百纳秒。

3.7 输出滤波电路

输出滤波电路采用整流二极管和滤波电容(见图2)，及稳压器来完成，不仅可以得到良好的稳压效果，还有消除纹波的作用。

4 变压器设计

变压器的设计在开关电源设计过程中尤为重要,电源的性能将取决于变压器设计的合理性。如图3所示为变压器的设计基本流程。

4.1 输出功率,最小输入电压及占空比的确定

根据设计多路的输出总和得到输出功率为56W，输入电压为交流220V(1±10%),最小直流输入电压：(220-22)×1.414=280V，最大占空比选0.45，预设效率为80%。

由公式(1)可算出原边的峰值电流：

式中，P电源功率取80W,q占空比最大值，U输入电压最小值)，过流保护电路的限流电阻值由公式(2)可得：

4.2 确定电源的工作频率

芯片的振荡频率也就是电源输出的开关频率,大小取决于定时电阻和电容,通常先选定电容值(电阻值规格多比较好配)，按照目标频率计算电阻值，由公式(3)可得出：

电容充电时间:Td=0.5465×Rt×Ct，放电时间：

Id取典型值8.3mA，所以得出：

式中，R10取10kΩ，C14取2.2nF。

4.3 计算原边电感量

有原边峰值电流IPK、最小电压U、占空比q和工作频率f，可以由公式(4)计算出变压器的原边电感量：

4.4 选定磁芯[5]

磁芯选EI型磁芯，具有漏感小、磁耦合性能好、绕制方便等优点。高频变压器输入功率P=56W/80%=70W，取最大承受功率80W，根据高频变压器的最大承受功率PM与磁芯截面积SJ关系式：。依据参考文献[2]数据可选用EI40型磁芯。

考虑变压器饱和问题，磁芯必须留有一定量气隙，考虑气隙长度的合理性，通常选0.2～0.8mm之间，近似公式：

式中，Bmax取150mT,Ae取161mm2。

变压器的气隙确定之后，便可以计算变压器原边的匝数：

根据副边的输出电压UOUT并计算出副边匝数(整流二极管的压降取1V)：

根据上述步骤设计得变压器主要参数(见表1)。

导线的选择按照1mm2可以导通2.5～3A的原则选择导线，适当地采用多股并绕。

5 实验结果及分析

图4为电源其中一路5V输出的电压波形，1通道为5V直流输出波形，2通道为5V输出纹波，峰对峰值约为260mV，比较理想。

6 结语

本文详细地介绍一种普遍适用、多功能输出辅助电源的原理及设计，其输出稳定、性能良好、体积小，适用于变频器、逆变器等。该电源已作为变频电源的辅助电源使用，能稳定为单片机、光耦、继电器、互感器、IPM等器件供电，验证设计的正确性。

摘要：介绍UC3842工作特性,并设计一种单端反激式、具有多路输出功能的开关电源。详细介绍电源各部分的设计原理及参数的确定,结合UC3842芯片的优点,制作样机。目前该电源已用于变频器内部功能模块供电,实验证明性能稳定可靠,满足设计要求。

关键词：开关电源,反激式,UC3842,变频器

参考文献

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火电厂辅机变频器低电压穿越电源 篇8

近年来,为最大限度地降低火电厂厂用电率和发电成本,提高企业的市场竞争力,火电厂对其辅机进行了变频调速改造[1,2,3]。 然而,为变频器供电的母线电压常伴随有瞬间跌落或由于母线切换等情况造成母线电压瞬时失电。 发生母线电压瞬时跌落或失电故障后,变频器会即时停机。 一旦火电厂一些关键的辅机设备由于变频器故障而非正常停机,往往会导致机组负荷大幅下降甚至跳机、锅炉熄火等事故[4,5,6,7]。

国内火电厂也屡次出现由于母线电压不稳定导致变频器低压保护跳闸,造成辅机停机,引起非计划停炉的事故。 2011年1月2日凌晨,华能伊敏煤电有限公司发电厂5053开关A相电流互感器(TA)故障,造成500 k V系统母线接地,A相电压降至16.8 k V (310 k V), 厂用6 k V母线电压下降至3.9 k V, 给煤机变频器闭锁,锅炉主燃料跳闸MFT(Main Fuel Trip动作,4号机组跳机;神华内蒙古国华呼伦贝尔电厂受连续2次的单相接地故障冲击,持续时间分别为65.208 ms和515 ms,间隔632 ms,MFT动作 ,2号机组跳机。 究其原因,主要有2个方面:一方面,厂供电系统故障,造成变频器直流母线电压跌落;另一方面,变频器柜的控制电源电压跌落。

这种由于辅机变频器低压保护跳闸而引起的非计划停炉,给电厂带来很大的经济损失,也是目前电厂面临的比较大的问题,迫切需要解决。 文献[8-9提出对大量无失压再起动功能的变频器进行功能升级,使其具备失压再起动及低电压穿越的功能,但增加这些功能需要变频器厂家对变频器软件及硬件进行大幅改进、升级,该方法在实际中可行性不大文献[10]提出电厂可通过炉膛安全监控系统FSS (Furnace Safety Supervisory System) 给粉机全停逻辑延时来处理这个问题,但从前期调研了解到电厂在初期进行多台给煤机变频器同时失压重起实验时,炉膛压力波动剧烈,延时使得FSSS安全级别降低使用,存在爆炉隐患,这证明该方案的可行性不大;文献[11]提出对变频器结构进行改进,增加储能元件,如为变频器增加不间断电源(UPS)或在变频器直流母线处增加直流蓄电池支撑的方法,但其均引入了蓄电池,而蓄电池存在对温度和运行环境要求高、需定期进行全充 / 全放操作、电池造价高等问题制约了该种方案的广泛推广。 此外,还有采用超导磁储能系统(SMES)或飞轮储能的方式,这种方式较蓄电池储能造价更高,用于变频器电源改造上还是过于复杂且昂贵。

本文提出一种基于电力电子器件的变频器低电压无源穿越电源ILP(Inverter Low-voltage ride-through Power) 的解决方案 , 避免了现有基于蓄电池等有源穿越电源对温度和运行环境要求高 、 电池定期全充全放维护耗时较长 、 电池造价高等问题 。 首先 , 提出了基于三重并联交错Boost的直流供电通道 + 高可靠性的旁路通道 + 控制电源的完整ILP硬件拓扑结构 , 使得其电感电流和电容电压的纹波小 、 变化幅度小 , 提高了装置整体的运行效率和可靠性 。 其次 , 设计了多元化的运行模式 , 尤其是结合上述拓扑结构及控制方法 , 提出的涵盖ILP全部硬件系统的定期自检模式 , 可在不扰动变频器运行状态前提下实现对装置所有部件的性能测试 。 针对第1代ILP控制参数现场整定周期长的问题 , 采用了以输出误差二次方为性能指标的单神经元自适应比例积分 (PI) 控制方法对控制算法进行了优化 , 并进行了仿真验证 。 最后 , 在1台15 k W的样机上进行了实验研究 。

1拓扑结构

ILP的控制目标是在系统电压跌落时,直流母线电压能保持目标电压值,使变频器能够跨越系统低电压跌落过程,保证负载的持续、可靠运行。 设计了基于三重并联交错Boost的直流变换通道+高可靠性的旁路通道+ 控制电源的完整ILP硬件拓扑结构, 如图1所示。 其主功率输入为系统三相交流电源, 主功率输出包括一路控制电源、一路三相交流电源 (旁路通道)和一路直流电源(直流供电通道)。

交流输入电源经保护开关、变压器、UPS为变频器的控制电源供电,保证在系统电压跌落后,变频器柜控制电源不掉电。

交流输入电源经断路器QF1送入装置,分为2路分别为变频器进行供电。 一路为交流供电通路,即旁路通道,其将三相交流电经电控开关KM3直接送入变频器A / B / C三相交流输入端子;另一路为直流供电通路,三相交流电能经电控开关KM1送入由电感L1和二极管整流桥构成的三相不控整流回路,变换为直流电能并储存于电容C1,电感L2与IGBT构成三重交错并联Boost的升压斩波电路,可将C1上的直流电能变换为电压等级更高的直流电能储存于电容C2,并送入变频器的直流输入端子。 电控开关KM2与电阻R构成预充电回路,实现在ILP初始上电时为电容C1、C2平稳充电功能。

2运行模式

针对火电厂辅机变频器低电压穿越的应用特点,结合ILP独特的主电路拓扑,为ILP设置3种运行模式:旁路模式、直流供电模式和自检模式。 这是其他解决方案所不具备的。

a. 旁路模式。

旁路模式是在系统电压正常的状态下,电能通过交流送电回路送入变频器交流输入端子,ILP中的电力电子器件均处于旁路状态,不参与装置运行。 这样大幅降低了ILP装置中电力电子器件投入使用的工作时间,从而降低故障概率,提升给煤机系统整体的连续无故障运行时间和安全可靠性。

b. 直流供电模式。

直流供电模式是当系统电压发生跌落,进而造成C1上整流得到的直流电压跌落时,ILP内置的控制系统中的电网电压跌落快速识别算法实时监测到此电压跌落趋势,并达到起动条件,将电感L2与IGBT构成的Boost斩波升压回路快速投入运行,保证在A / B / C三相电压跌落期间 ,C2上的直流电压被抬 升,维持到可保证变频器输出功率、电机转矩、电机转速均不变的电压水平。 在系统电压跌落结束,恢复正常后,IGBT停止运行,Boost回路退出工作状态变频器的供电仍由三相交流送电回路提供。 其交流供电通道与直流供电通道的切换由电力电子器件IGBT完成,切换动作时间小于1 μs,为无缝切换,对变频器的稳定运行不会造成冲击。

c. 自检模式。

自检模式不同于常规设备的自检,是在供电系统电压正常的条件下检测ILP电气元件的完好性与功率电路可靠性。 依据一定时间间隔,如每隔24 h控制三重交错并联Boost电路,将ILP的输出电压抬升至略高于正常整流输出的电压水平,即1.05 p.u. 可实现在不扰动变频器运行状态前提下完成对装置主功率回路、控制回路、采样回路、保护回路的全面检验,克服了传统意义的自检流程对主功率器件故障检测的不彻底性,防患于未然;避免了在电网电压跌落时,ILP装置无法正常工作,变频器输出转速、转矩及功率发生变化,变频器停机等造成巨大的经济损失。 这也是ILP相对于不具备自检功能、运行维护工作量大的常规蓄电池支撑解决方案的显著优势之一。

3直流变换通道控制方法

3.1电网电压跌落快速识别算法

ILP直流电源采用平时旁路、供电系统故障时动作的控制方式。 因此快速、准确地测量和识别电压跌落,发出起动信号是实现穿越的关键技术之一[12,13,14,15]。

常规异步电机变频器会对直流母线电压进行监视,当出现直流母线电压过低的情况时,变频器会采取相应的保护动作,闭锁变频器输出,以此保证变频器自身的安全。 当电力系统中发生短路故障时,会触发一定程度的交流电压跌落,再经过整流桥的整流作用,体现为其内部直流母线电压的跌落。 由于变频器具有的直流电容支撑,电网电压跌落快速识别算

法通过检测直流侧电容C1上的电压Udc1和直流侧电容C2上的电压Udc作为装置的起动、退出依据。 若直流母线电压Udc<Udc L(Udc L:跌落电压的起动门限值 ), 则起动ILP直流电源,即控制直流母线电压Udc保持目标电压值。 正常退出时,判断Udc1及其前2个采样点电压Udc1_buf1、Udc1_buf2间的关系,若Udc1_buf2- Udc1_buf1> 0、 Udc1- Udc1_buf1> 0、Udc1> Udc H( Udc H: 跌落电压 的退出门 限值)同时成立,则延时1 s后,封锁PWM输出,退出ILP直流电源。

3.2升压闭环自动控制

三重并联交错Boost电路是实现变频器低电压穿越的关键部分,其由3个Boost变换器并联连接, 在控制上实现3个Boost模块均匀分担输入电流,减小开关管的电流应力。 同时,使3个高频PWM开关在相位上均匀错开120°,实现高频电感电流的交错,减小了输入电流的高频纹波[16,17,18]。

三重Boost升压闭环自动控制采用电压、电流双闭环PI控制策略,电压环的输出作为电流环的给定Idcref,其与3个并联模块的输入电感电流总和之差输入电流内环PI控制器,通过电流环的输出调节占空比D,达到保持直流母线电压Udc恒定(540 V)的控制目标。 DC / DC电路工作于Boost升压状态,内环电感电流的方向与参考方向一致,其控制框图如图2所示。 其中,Udc_ref为直流母线目标电压;Udc为装置输出直流电压;Idcref为电流内环的参考电流;IL21、IL22、IL23分别为Boost电路中流 经3个电感的 电流 ;Idc为Boost电路输入的直流电流即3个电感电流之和;Uer为电流内环PI控制器的输出;Udc1为不控整流侧输出电容电压。

考虑到ILP直流电源起动后即Boost升压过程中,由于控制参数不合适等原因出现电压超调较大, 造成变频器过压保护动作的可能,引入双闭环自动控制 + bang-bang控制相结合的复合控制方法,在闭环自动升压控制中,若Udc超过设定限值,则闭锁ILP直流电源控制输出。

然而,PI控制要取得较好的控制效果,就必须调整好比例和积分这2种控制作用,形成控制量中既相互配合又相互制约的关系,但这种关系也不是简单的线性组合。 传统PI控制器的参数是一次整定的,而ILP包括起动、穿越过程及退出等不同运行阶段,难以建立精确数学模型。 其参数常需要实时在线整定,装置在现场调试中存在现场控制参数整定困难、调试周期较长、现场工作效率不高等问题,有必要探索性地尝试一种简单、易行的参数在线自适应调整方法,为第2代ILP的研发做技术储备。

神经网络具有任意非线性表达能力,神经网络P控制可通过对系统性能的自学习,从大量的非线性组合中找出最佳的控制参数。 但神经网络PI控制算法的网络结构复杂,搜索全局或局部最优速度较慢,且计算量大、实时性差。 而单神经元具有结构简单、计算简便、调整方便、调整参数联系紧密等特点[19,20],将其与常规PI控制相结合,可解决常规PI控制器不易在线实时整定参数和难以对一些复杂过程进行有效控制的问题。

3.3单神经元自适应PI控制

单神经元PI控制可以根据给定信号与输出结果改变比例和积分调节器的权值,以保证系统快速跟踪给定,其实质是一个变比例和积分参数控制。 本文将单神经元PI控制器替换电压外环PI控制器来实现直流母线闭环自动升压控制,并设计了基于单神经元的自适应PI控制器,其原理如图3所示。 控制过程为:首先将直流电压参考值Udc_ref与测量的直流电容电压Udc之差输入到状态变换器得到2个变换后的值x1、x2,将这2个量作为神经元的输入。 当神经元输入状态的维数为2时,如图3中虚线框所示即为单神经元模型。 通过有监督的Hebb学习规则在线学习,同时在线修正神经元比例系数K,训练完毕后输出Idcref作为电流内环的电流参考值。

状态转换器的输入反映的是期望输出及实际输出的偏差状态,若输入给定为Udc_ref,输出为Udc,偏差为e(k),则经状态转换器后转换成为神经元的输入x1、x2分别为:

自适应神经元通过关联搜索产生控制信号,神经元的输出信号Idcref(k)为:

其中,wi(k)为对应xi(k)的加权系数 ;K为神经元的比例系数,K>0;Idcref为神经元输出。

单神经元自适应控制器通过对加权系数的调整来实现自适应、自组织功能。 考虑到加权系数wi(k) 与神经元的输入、输出和输出偏差三者的相关函数有关,因此在采用有监督的Hebb学习规则时有:

其中,ri(k)为递进信号 ,随控制过程渐衰减 ;z (k) 为误差信号,z(k)=Udc_ref(k ) - Udc(k ) ;η 为学习速率 , η > 0。

定义以输出误差二次方为单神经元自适应PI控制器的性能指标函数:

使加权系数wi(k)的修正方向沿着E1减小的方向,对wi(k)的负梯度方向搜索调整。 E1关于wi(k)的梯度为:

所以wi(k)的调整量为:

其中,m =I,P;m为I时,ηm为积分系数的学习速率; m为P时,ηm为比例系数的学习速率。

由于未知 , 这里采用近似符号函数取代 , 由此带来的不精确的影响可通过调整学习速率 ηm来补偿[21]。 整理单神经元PI学习算法可得 :

4ILP实验验证及应用

4.1电磁暂态仿真实验及分析

根据本文提出的ILP拓扑结构及控制策略,基于PSCAD/EMTDC对ILP系统进行建模,并通过编程创建自定义模块来实现升压闭环自动控制。 该仿真系统结构如图4所示。 仿真系统的额定交流输入电压为380 V;系统电压跌落至30% 的额定电压;额定直流输出电压为540 V;穿越时间为900 ms;开关管的开关频率为4 k Hz;采样周期为5 μs;输入滤波电感为2 m H,输出滤波电容为4 700 μF。 仿真系统中闭环自动控制模块的电压外环分别采用常规PI控制器和单神经元自适应PI控制器,电流内环采用传统方式的PI控制器,既能满足需要,又简化控制程序。

图5给出了电压跌落且未投入ILP时的系统电压及直流母线电压波形。 由图5可见,当系统电压跌落时,若不起动ILP,直流母线电容电压也将跌落;t= 1 s时,系统电压跌落;1.9 s后,系统开始恢复到跌落前的系统电压和直流母线电容电压。

为验证ILP直流变换通道中采用三重并联交错Boost对ILP直流输出电压稳态性能的改善作用 ,仿真中在采用常规双闭环PI控制器的情况下,分别采用普通Boost电路与三重并联交错Boost电路,得到的直流母线电压波形分别如图6和图7所示。

由图6和图7可看出,系统电压跌落至30% 的额定电压后,直流变换通道采用普通Boost拓扑时, 直流母线电压纹波的峰峰值为15 V;采用三重并联交错Boost后,直流母线电压纹波的峰峰值为3.5 V。 因此,ILP采用三重并联交错Boost后,其交流电压的纹波更小,极大改善了ILP的稳态性能。

为验证本文提出的单神经元PI控制在改善ILP的动态性能及控制参数的自适应性上的优势,在升压闭环自动控制双闭环的外环控制器环节分别采用单神经元PI控制器和常规PI控制器进行了仿真。

单神经元PI可调参数有3个:权值学习速率 ηP、ηI和神经元比例系数K。 由于K具有在线自适应调整作用,使学习速率对控制特性影响很小,所以学习速率的初值可设置为一组任意值,这样K为影响控制特性的主要参数。 其整定方法与常规PI控制比例系数整定方法一致。 经过仿真校正,取 ηP= 5、ηI= 15、 K = 0.002时,电流内环的比例和积分参数分别为10和1,仿真结果如图8和图9所示。

由图5可以看出,未投入ILP时,交流电压跌落至30%的额定电压后,直流电压也响应跌落。 从图可以看出,不论ILP采用常规PI控制器或单神经元PI控制器 ,跌落后的电压都可以泵升至额定电压水平,保证变频器低压保护不动作,负载可在系统电压跌落后,持续运行。 由图9可以看出,常规的PI控制在ILP起动后控制响应缓慢,并且直流母线电压有超调,不能达到良好的跟踪效果;单神经元PI控制由于参数在线更新,系统电压于1 s跌落至30% 的额定电压后,直流侧电容电压在16 ms就基本稳定,恢复到了540 V,其上升时间为12 ms,不到常规PI控制下上升时间的62.8 %,其超调为8.5 %,也远远小于常规PI控制下的超调。 ILP退出运行时,2种控制器的控制效果差异不大。

可见,单神经元PI控制具有一定的自适应能力能够改善直流母线电压振荡,响应快速,超调较小在ILP的不同工作阶段及不同电压跌落深度时系统均具有良好的鲁棒性,尤其是起动阶段作用明显,提高了ILP系统的动态性能。 当然,若有一定专家经验也可采用常规PI控制得到如上控制效果。 本文意在探索性地尝试一种简单、易行的参数在线自适应调整的方法,下一步将应用到第2代ILP中,解决装置现场调试中控制参数整定困难和现场调试周期较长等问题。

4.2现场实验及分析

应用本文所介绍的方案,开发了ILP及控制系统以下以华能伊敏煤电有限责任公司发电厂给煤机的ILP装置为例 ,给出了现场试验结果 。 ILP主要电气参数如下:额定功率为15 k W;额定电压为380 V;最低穿越电压为76 V(0.2 p.u.);系统电压跌落至20% 的额定电压;故障持续时间为1 s。 ILP联调运行结果如图10 — 13所示。 其中,Udc1为不控整流后电容C1上的电压;Udc为Boost电路后电容C2上的电压us为系统线电压;Idc为三重Boost电路输入的直流电流。

如图10所示,当系统电压跌落至20 % 的额定电压后,ILP的投入将直流母线电压保持到540 V, 使系统具有良好的稳定性及鲁棒性,避免了系统电压跌落造成的变频器低压保护动作。

从图11可以看出,系统电压跌落至20 % 的额定电压后,直流侧电容电压在40 ms就基本恢复到了540 V,其上升时间为19 ms,响应快速,基本无超调。 从图12可以看出在穿越过程中ILP稳态特性良好。 从图13可以看出ILP退出平稳,虽然有一定超调, 但远未达到变频器低压保护的动作条件。

4.3实际应用

自2011年9月份投入市场以来,根据本文所述方法设计开发的ILP在东北三省、内蒙古等地区31家电厂的324台辅机变频器的低电压穿越中得到成功应用。 从电厂的反馈来看,所设计的ILP使得变频器完全不受系统电压跌落的影响;其多元化运行模式和免维护设计提高了装置可靠性,减轻了工作人员的工作量,提高了整体效率。 从华能伊敏煤电有限公司发电厂和神华内蒙古国华呼伦贝尔电厂提供的用户报告来看,投运至今装置运行状况稳定、良好。

5结论

本文针对火电厂重要辅机变频器低电压穿越的应用需求,提出了一种基于电力电子器件的ILP装置,其具有以下优点。

a. 多重并联交错的Boost结构,提高了输出直流电能质量,改善了稳态输出特性,降低了设备造价保证了装置可靠性;旁路通道的设计,降低了装置常态损耗与故障风险。

b. 多元化工作模式的设计 ,保证了装置的可靠性和安全性。 尤其是涵盖全部硬件系统的定期自检模式,克服了传统的自检流程对主功率器件故障检测的不彻底性。

c. 在常规闭环升压自动控制 + bang-bang控制的复合控制策略的基础上,引入具有自学习能力的单神经元PI控制算法进行控制算法优化,提高了ILP的动态响应性能,探索性地尝试了一种简单、易行的参数在线自适应调整的方法,下一步将应用到第2代ILP中,解决装置现场调试中控制参数整定困难和现场调试周期较长等问题。

变频调速电源 篇9

通风机应急电源是在供电系统停电后向矿井通风机提供一个可靠持续供电的电源, 应急电源一般采用蓄电池作为储能装置, 通过逆变装置将能量变为交流电向负载供电。蓄电池在放电过程中其电压并不是一直保持恒定不变的, 而是处于连续降低的过程。放电末期蓄电池端电压到一定值时, 已经不能满足输出额定电压时直流输入电压条件, 此时电源停止工作, 同时认为蓄电池电量已经耗尽[1], 然而, 此时蓄电池仍然有一部分电量可以输出, 为了能利用这部分电能, 可以通过降低电源输出频率, 在满足恒压频比一定的条件下电源的输出交流电压降低, 从而使直流输入电压继续满足条件, 蓄电池存储的剩余电量得到利用。本文提出从蓄电池的放电初期到末期, 在整个过程中, 根据蓄电池组的电压处在不同区间变化为基础来调节控制器输出, 在保证负载正常运行的同时, 充分利用整个蓄电池储存的电能。

2 蓄电池特性分析

2.1 蓄电池选取

局部风机应急电源是为额定功率3 0 K W的大功率风机供电, 运行时间1 小时, 额定电压660V。根据660V经过三相全桥整流和电容滤波后的直流母线电压为933V, 确定串联蓄电池组电压933V。选用的锂电池单体电池标称电压3.2V, 则为了满足需求, 串联电池数为292 个, 锂电池放电终止电压2.0V, 考虑到煤矿电气的特殊性, 确定放电截止电压2.7V, 则截止放电总电压788V。在负载一定时, 蓄电池容量:

式中, C电池容量; P为输出功率, 取30KW;T为放电时间, 为1h;cos ψ为输出功率因数, 取0.89;Emin为蓄电池组放电截止电压;η电池放电效率[2]。 则由式 (1) 得蓄电池容量C为47.5AH, 则选用蓄电池容量为50AH。

2.2 蓄电池放电实验

负载运行过程中, 锂电池组处于大电流恒流放电工作状态。放电实验时必须要模拟电池放电的实际情况, 然而一般常用的带电阻负载方式放电电流小, 放电周期太长, 不适用于特性测试。所以采用有源逆变放电方式, 直接将蓄电池电能在恒定电流情况下回馈到电网, 放电电流大, 控制方法简单, 而且放电周期短。

蓄电池放电采用晶闸管三相全控桥式有源逆变方式, 电路的交流侧通过变压器和电网连接, 将直流电逆变成与电网频率相同的交流电, 从而将电能回馈到电网。三相桥式有源逆变原理图如图1 所示, 其中, 电阻R等效为蓄电池内阻。逆变控制角β在0~ π/2 之间[3]。

根据蓄电池充放电原理, 搭建蓄电池充放电试验台, 对蓄电池进行循环充放电, 研究其放电特性。对单体电池在常温下 (20℃) 进行不同放电倍率的放电实验来分析其放电特性。放电时的端电压与容量变化特性如图2 所示。蓄电池在放电初期阶段和最后阶段电压变化很大, 在电量处于95% 到25% 变化很小, 电压基本保持恒定。在电池电量处于25% 之后电压开始降低, 当容量下降到5% 时, 电压快速降低, 很难使应急电源的输出达到额定值, 此时一般认为电池电量已经耗尽, 应急电源停止工作。

3 控制系统

3.1 变频控制特性

放电过程中蓄电池端电压连续降低, 即应急电源的直流输入电压一直降低, 到达一定的下限后, 应急电源输入不能满足额定输出, 此时如果继续工作, 应急电源为负载提供的定子电压低于额定电压。对于异步电机负载, 为了保持电机气隙磁通量∅m基本保持不变, 必须使定子电压与频率之比U1/f1= 常数[4], 因此在定子电压降低的同时, 降低电源输出频率。对于成品电机, 转速n与电源频率f成正比, 因此电源频率降低时转速下降。

风机负载属于平方转矩负载, 转矩与转速n的2 次方成正比, 负载功率与转速n的3 次方成正比[5]。在不改变其他运行条件的情况下, 降低风机转速, 其功率的变化是与转速变化成立方的关系, 节电效果非常明显。当所需风量减小时, 利用变频调速的方式来调节风量可以大幅度地节约电能。在启动过程中, 采用变频控制可实现软启动, 变频器输出频率在一定时间内可以连续地从低频达到频率设定的额定值, 低频启动可以消除工频50Hz直接启动对电机的冲击, 使风机的启动性能更加稳定, 并且减小对系统的干扰和冲击[6]。

3.2 逆变电源控制策略

基于异步电动机恒压频比控制方法, 结合矿用应急电源蓄电池组在放电过程中的电压变化特性, 对应急电源的输出电压和频率进行协调控制。当电池组处于放电的初期, 电池电压基本保持不变, 这时应急电源的输出额定电压和频率;当检测到电池组的电压降低时, 降低电源输出频率, 此时虽然风机转速下降, 但是负载继续保持良好的机械特性运行。图3 为应急电源变频控制框图。

电源在工作时, 首先将检测的直流电压Udc跟直流电压指令值Udc* 相比较, 得到差值经过比例运算转化为频率的变化量Δ f, 然后与给定额定频率相比较得到变频电源实际输出频率, 最后经过V/f= 常数的运算得到电源输出交流电的给定值U1*, 作为在频率处于稳态时期电压电流双闭环控制的电压输入给定值。

电源输出的额定频率为50Hz, 在电池电压大于或等于指令值, 电源输出额定频率, 当电池电压下降之后电源降低频率输出, 所以电源的输出频率不会高于额定频率, 因此只考虑基频以下的变频情况。对于风机负载的应急电源, 虽然随着蓄电池电压的降低输出频率降低, 但是输出频率仍然不会与额定频率相差很大, 所以在电源正常运行过程中不用考虑在低频时对定子电阻压降进行补偿。

3.3 SPWM调制方式

应急电源的逆变器采用SPWM控制, 有异步调制和同步调制两种控制方式。然而, 异步调制虽然改善了低频工作特性, 减少负载的转矩脉动与噪声, 但是当输出频率降低载波比随之连续变化时, 必定使逆变器输出电压的波形相位都发生变化, 很难保证三相输出间的对称关系, 因而引起电动机工作的不平衡。同步调制由于载波比恒为3 的整数倍, 在开关频率很低时仍然能使输出正弦波形对称, 但由于在低频输出时, 增加了相邻两脉冲间的间距使谐波含量显著增加, 负载产生较强的噪声和较大的脉动转矩;因此, 采用分段同步调制方式, 这种方式结合同步调制和异步调制, 充分利用两种调制方式的优点[3]。

为保持输出波形对称, 在频率变化较小范围内采用同步调制。当变化较大时使载波比在各个区间之间增加。即把整个逆变电路的输出频率范围分为多个频段, 各频段内载波比N为恒定。在输出频率高的频段载波比较低, 在输出频率低的频段载波比较高, 这样使载波频率处在允许范围内。表1 是变频电源系统的频段和载波比, 最高开关频率为17958~18018Hz, 在所选用的IGBT允许范围之内。

4 控制系统软件设计

控制系统以TI公司的数字信号处理芯片TMS320F2812为核心, 并在CCS3.3 软件平台编写控制程序, 以实现整个系统的数字控制。

4.1 启动与停止控制

应急电源所带负载为矿用风机, 在电源启动和停止的过程中为了保持负载运行的稳定, 在控制过程中实现了软启动和软停止, 即在系统接收到启动信号之后, 电源的输出频率从最小值经过一段时间上升到上限值, 然后稳定运行;在接收到停止信号之后, 电源不能立即停止输出, 需要降低频率直到下限值, 然后停止所有的脉冲输出。

系统上电后进入主程序, 主程序主要是初始化、控制启动停止, 故障检测和功能函数调用。主要包括进行相关变量, 控制寄存器初始化设置, 使能所需要的中断, 然后计算频率变化量与实际频率, 查询启动停止标志, 开启定时器, 然后进行故障循环检测, 变频输出控制量。控制的主程序流程如图4 (a) 所示。

系统的启动和停止时输出频率变化范围较大, 采用分段同步调制方式, 使输出平缓变化。程序采用DSP芯片CPU定时器0 进行每隔0.1s的中断来改变系统的输出频率, 从而达到软启动与软停止。中断程序流程如图4 (b) 所示。

4.2 变频控制算法

根据图2 蓄电池放电特性可知, 蓄电池在放电过程中电池电压处于连续下降, 在放电初期和末期下降较快, 中期下降较慢, 则可以在控制时, 当蓄电池组电压在一定范围内降低时, 电源输出频率保持恒定, 即分段改变频率, 所以图3 中的比例调节是分段的比例调节函数, 电压与频率变化关系如图5 所示, 当电池直流电压变化值达到210V时, 电池电压达到放电下限值, 此时设置停止标志, 停止电源输出。这种调节方式可以保证负载最大程度的稳定运行。程序流程如图6 所示。

5 实验结果与结论

根据文中设计方案, 以TSM32F2812 为主控芯片设计硬件控制系统。搭建模拟实验平台, 将市电经过调压器得到可变的交流电, 然后通过二极管桥式整流模块整流得到直流电来模拟蓄电池供电, 通过改变调压器的输出电压来改变整流输出的直流电压来模拟电池电压变化, 进行实验。在不同的直流电压下, 主控板输出不同频率的SPWM波用示波器实际测的波形, 如图7 (a) , (b) , (c) , (d) 所示。

结果表明, 在蓄电池放电过程中, 直流电压降低, 当调制频率处于载波比恒定的同步调制区间内, 随着调制频率的降低载波频率降低, 从而系统输出的SPWM波频率降低, 实现了降低电源输出频率;在调制区间之间, 提高了载波比, 保证了较高频率的SPWM, 此时电源输出频率随着调制频率降低而降低。实现了系统输出的S P W M波频率随着直流母线电压的变化而变化。

参考文献

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