天线电磁辐射

天线电磁辐射（精选九篇）

天线电磁辐射 篇1

电子科技、信息技术的不断发展以及人们对于物质上的无限追求使得人们在生活的空间上面临着越来越多电磁波方面的干扰, 也就是说, 电磁波在日常运行过程中, 在为日常通信以及信息的传输带来巨大便利的同时, 对人体的健康以及相关电器的正常使用带来了十分消极的影响。作为生活中非常常见的污染源, 广播电视发射塔由于实际的发射功率大以及多种天线共塔等特点, 使其成为现今电磁辐射领域发展的重要问题。

1 中波天线的工作原理及特性

在广播电台实际工作环境的营造过程中, 中波天线在其中占有不可替代的作用, 其对于整个广播系统的正常运转具有十分重要的支撑作用。从一般的发展状况来看, 各个工作部门主要是凭借天线来实现相关基础工作任务的完成。

1.1 中波天线的工作原理

从一般的发展状况来看, 人们普遍认知的中波广播主要的调频范围是535到1 605 k Hz之间。因此, 在广播内容的播送过程中, 通过中波辐射功率上的变化以及其在电流幅值上的变动来实现工作效率的不断提高。从一般的发展情况来看, 中波的天线环境由于其辐射地强度上的影响使其对于其他的因素都是非常敏感, 因此中波天线的场强以及其发射功率方面的数据变化对广播的调频具有十分重要的作用, 构成了中波天线运行中的基本工作机理。

1.2 中波天线的类别以及特性

以辐射的角度来看, 主要氛围有地波和天波两种。相对于天波来说, 地波从场强方面来看更加的稳定, 并且广播电台在运行中的节目信号以及观众节目信号的接受都是通过地波的方式来进行信号的传输与接收。总而言之, 地波在传播上的辐射强度不如天波, 但是其作用和影响是十分重要的。总而言之, 天波的传播与电离层的发展具有十分重要的关联, 中波天线的电磁环境直接关系到了其辐射强度以及辐射角度等等。中波天线的发射主要是通过垂直铁塔天线来实现的, 因此其工作过程中不仅需要考虑到其辐射性, 同时还需要考虑到高仰角辐射等对其服务的重要作用。

2 中波天线电磁环境的影响分析

从目前的实际情况来看, 中波天线电磁辐射是存在的, 因此, 如果想要验证中波电线对于电磁环境的负面影响, 这就需要通过在场强上的精确测算, 进而通过严密的数据来进行生动形象地体现[1]。

2.1 通过中波天线的场强测算来对其电磁环境的影响进行分析

从目前的理论发展来看, 中波天线的电场强度以及工作的功率密度在实际理论上的测算以及实践上的验证中都是随着天线距离的变化而进行不断的变化。从研究发展的初期来看, 场强以及功率密度等都是随着天线距离的不断增加而进行数据降低, 随着距离的不断加大其下降的速度也开始逐渐出现缓和。当中波电线的现场运行呈现的是一种多塔和多频率的工作模式时, 场强也出现了巨大的变化, 随着距离的逐渐拉大, 其场强在衰落的数值变化上趋于平缓。因此, 在实际的工作过程中, 可以通过中波天线运行的相关模拟性的电磁环境的建立来实现数据的具体化分析。总之, 由于中波天线在测算场强的过程比较复杂, 因此需要充分考虑其距离因素, 进而实现总体运行的把握。

2.2 中波天线电磁环境的影响分析

通过理论上的观察与测算以及实践上的支持, 使得中波天线的电磁环境出现了一种动态性的发展变化, 同时由于中波天线在电磁环境中由于其他物件等的干扰程度存在非常大的差别, 由于物理环境方面的变化而造成的。从一般的情况来看, 中波天线的电磁环境与中心的辐射源距离越近, 其所受到的实际干扰就愈发的强烈, 这就说明中波天线的电磁环境实际上是十分敏感的[2]。

2.3 中波天线场强测算数据的准确性

当对中波天线的场强来进行现场的测量, 需要保持其测量结果的准确性, 而从目前的测量接管来看, 对于中波天线的场强测试出现了实地的时间测量数据与理论上的相关数值计算基本上一致。因此, 当中波天线在一种多塔、多频率的状态模式之下来进行工作时, 其就出现了天线的场强随着其与中波天线的电磁远距离的不断增加而出现了一种干扰性逐渐降低的现象, 并且中波天线在场强上还出现了在近距离的地方其实际的降低速度与正常的情况相比, 也出现了一种加快。

3 结语

从目前的研究和实践情况来看, 通过中波天线的场强运算模型的建立, 能够实现对于中波天线的电磁环境的实际动态性变化以及对于整个外部环境的信号干预的程度来进行控制, 最终实现中波天线对于外部环境的影响效果进行科学的掌握。从目前的发展状况来看, 中波天线的电磁环境主要呈现出了一种动态的变化, 也就是随着相关因素的不断变化以及相关条件等的变化而进行变化。因此, 只有通过科学的测算才能够实现中波天线场强的具体把握, 进而实现其电磁环境的把握, 最终实现工作效率的不断提高。

参考文献

[1]李旭然.中波天线电磁环境影响分析[J].西部广播电视, 2014 (18) :184.

机载天线电磁兼容分析 篇2

学号：2011201270

专业：电磁场与微波技术

机载天线的电磁兼容性分析

姓名：周慧

学号：2011201270 摘 要：天线布局和电磁兼容是机载系统设计的关键性问题。针对机载天线的特点，本文对机载天线的电磁兼容性的核心问题和主要解决途径进行了简要介绍，对常用的有限元法、物理光学、几何光学等天线电磁兼容技术分析方法进行了比较，结合机载天线的布局问题综合分析机载天线的电磁兼容技术。关 键 词：机载天线 ；电磁兼容 ；天线布局

一、引言

随着当今科学技术的不断进步，航空军用电子设备已成为C3I 系统实施指挥和获取情报的重要手段。预警机是情报、通讯、指挥和控制中心，要实现这些战术指标，就必然要在飞机这么一个有限的空间里布置大量的电子电气设备。飞机作为一个指挥控制单元，其工作频谱覆盖范围从甚低频（VLF）到超高频（UHF），在大功率高频（HF）和超高频（UHF）设备产生并通过天线辐射的电磁环境中，保证机载设备的兼容性是相当重要而复杂的问题。在飞机系统的研制、生产和安装过程中有必要研究其变化后的电磁环境，对其兼容性状态进行分析，从而保证机载系统的正常工作。

机载通信系统中，由于系统中无线通信设备比较多，而且还要综合考虑飞机的飞行性能，安放天线的位置就受到一定的局限，因此系统中EMC 的问题尤为突出，在无法摆脱自身设备EMC的前提下，要降低这种干扰只能通过天线布局的方法，通过降低各天线对间的耦合度达到减小干扰的目的。

研究飞机天线系统的电磁兼容性的关键就是确定机载天线的辐射特性，得到其辐射方向图。确定机载天线的辐射特性可以通过实验的方法，如利用暗室和飞机模型测试数据，但是这样会浪费大量的人力、物力和财力，因此研制机载天线系统电磁兼容预测分析软件己成为当务之急。EMC预测分析的目标是评估全机的电磁兼容性状态，分析是否存在电磁干扰，以便于总体采取措施排除，尽量减少干扰问题的出现，确定关键性区域和关键性设备，确定干扰测试的重点，并为今后系统及设备设计和系统使用提供数据。

二、机载天线电磁兼容的基本理论

天线的电磁兼容，指天线或天线系统在共同的电磁环境中，其自身性能既不下降又不影响其它天线性能的一种共存状态。即某一设备上的天线既不会由于受

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到处于同一电磁环境中的天线布局、载体、邻近散射体和其它天线的影响而遭受不允许的性能降低，也不会使同一电磁环境中其它天线性能遭受不允许的性能降低。值得指出的是，电磁环境除了包括安装天线的平台、平台上的其它天线、遮挡物、突出金属物以外，在这里还特别增加了一项“邻近散射体”。这里所说的邻近散射体，包括了邻近载体、地形地物和海面等。

从广义上讲，机载天线的电磁兼容性包含有两个基本概念，辐射限制和抗扰度限制。辐射限制是指在不需要的空间和不需要的频段上其辐射量的控制。抗扰度限制是指天线自身对恶意发射与难以避免的反射、散射、漏射、绕射、杂乱漫射、传导等电磁能量的响应能力。

三、机载天线电磁兼容的技术重点

机载天线对整个系统的电磁兼容性能影响非常明显。这主要是因为天线具有如下两个特点：

1、天线的功能是完成电磁能量从“场”到“路”的双向转换，即将空间中的电磁场能量接收至传输线内成为导波，或将传输线内的导波辐射至空间形成电磁波。

2、多数天线辐射能量大、接收灵敏度高。相对于导线、设备、孔缝等无意辐射源，天线辐射能量要大若干个数量级。

本质上讲，机载天线的电磁兼容的核心问题就是辐射限制和抗扰度限制。因此解决天线的电磁兼容应从以下三个方面着手：电磁兼容实现手段、电磁兼容效果计算分析和天线布局优化设计。

1、电磁兼容实现手段

目前实现天线之间电磁兼容的主要手段，是通过增加天线之间的隔离度削弱天线间的相互影响，而衡量天线之间相互影响强度的指标即天线的隔离度，机载天线之间的隔离度是描述天线之间耦合的一种方式，它充分反应了天线的方向性、增益、极化状态、带内带外特性和天线之间的空间对收发天线间能量耦合的贡献。为准确表达天线间的隔离程度，将发射天线的发射功率Pta与接收天线所接收的功率Pra的比值定义为天线隔离度（Pra为Pta经过各种衰减后被接收天线所接收的功率值），通常在工程应用中，以dB 为单位表示，即：

L(dB)10lgPta

（1）Pra当2个天线均处于彼此远区场的情况下，其能量耦合主要通过辐射场实现。

设发射天线发射功率为P ta，增益为Gt，接收天线的接收功率为Pra，增益

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为Gr。接收天线与发射天线间的距离为D，一般情况下，收发天线直视时的天线隔离度可由公式（1）所表达的物理意义求解。当收发天线外形尺寸与D 相比较小时，收发天线均可近似被认为是具有一定方向性的点源，则发射天线发出的电磁波可被近似为球面波，且在接收天线处可视作平面波，此时天线隔离度可表示为：

L(dB)LGG

（2）

dtr4D式中，L20lg为收发天线直视情况下的空间隔离，Ld由收发天线间的距d离D和分析波长λ等因素决定，Gt为发射天线在接收方向的天线增益，应根据收发天线的相对位置从机载发射天线增益方向图中读取；Gr为机载接收天线在发射方向的天线增益，应根据收发天线的相对位置从天线增益方向图中读取。

当收发天线之间的极化不完全匹配时，还要考虑极化失配带来的隔离度LP这一项，即总的天线隔离度为：

L(dB)LGGL

（3）

dtrp如果天线不能同时满足位于彼此的远区场，则2天线之间的相互干扰主要不是通过辐射场进行的，而是通过近区束缚场或近区感应场实现。

工程上圆极化对垂直极化或水平极化的损耗为3dB左右，垂直极化和水平极化间的失配损耗为20-35dB，由于机身表面天线的安装方位比较复杂，极化失配损耗要比以上2个值要小。

2、电磁兼容效果计算分析

机载天线的电磁兼容实施过程中一个重要的环节，就是以计算机为工具，利用电磁场理论和计算电磁学的相关知识，对天线电磁兼容性的效果进行仿真计算和分析。通常情况下，对单个天线结构的阻抗特性和辐射特性的分析往往采用数值方法，而对于天线之间耦合特性（隔离度）的分析（该文中仅指远场情况下），往往采用高频方法。

随着计算机性能的快速提高，电磁场数值计算技术日益成为应用电磁学领域内的一个研究热点。由于数值计算方法直接以数值的形式代替解析表达式描述和求解电磁场问题，故在理论上只要计算机配置足够高，等待足够的时间，就可以得到以任意精度逼近准确值的几乎所有电磁场问题的解答。常用的数值计算技术包括有限元方法（FEM）、时域有限差分方法（FDTD）和矩量法（MOM）等。

有限元法是非常具有代表性、应用范围广泛的频域数值方法。该方法以变分原理和剖分插值为基础，能处理任意形状的场域、多介质和复杂交界面等情况。其所形成的代数方程系数矩阵具有对称、正定和稀疏性的特征，因而收敛性好，3 / 6

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容易求解。由于具有这些优点，有限元法成为国内外学者的一个研究热点。但是有限元法虽然是一种灵活性强的数值计算方法，但它只适合于最大尺寸约为几个波长以下的物体。所以使用范围也受到一定的局限。

机载天线工作频率一般很高，而飞机一般有十几米到几十米长，因此机载天线系统是电大尺寸系统，对此系统的分析需要应用高频近似技术。高频近似技术是在相当严格的理论基础上发展的一系列近似方法和渐进的高频解析方法，一般可归纳作2 类：一类基于射线光学，包括几何光学（GO）、几何绕射理论（GTD）以及在基础上发展的一致性绕射理论（UTD）等；另一类基于波前光学，包括物理光学（PO）、物理绕射理论（PTD）、等效电磁流方法（ECM）以及增量长度绕射系数法（ILDC）等。

物理光学法是通过对表面感应场的近似和积分来求解散射场的，它克服了平表面和单弯曲表面所出现的无限大的问题。由于感应场保持有限，散射场也就同样有限。

几何光学是研究射线传播的一种理论，它是适用于计算电磁场零波长近似的高频方法。但是几何光学只研究直射、反射和折射问题，它无法解释绕射现象。当几何光学射线遇到任意一种表面不连续的情况，例如边缘、尖顶，或者在向曲面掠入射时，它将不能进入到阴影区。按几何光学理论，阴影区的场应等于零，但实际上阴影区的场并不等于零。为了解除几何光学场的不连续性问题，并对几何光学场计为零的场区中作出适当修正，引入了一种新的射线—绕射线，其对应的理论即几何绕射理论。

几何绕射理论的基本概念可以归结为以下3 点：

1绕射场是沿绕射射线传播的，这种射线的轨迹可以用广义费马原理确定。○2场的局部性原理：在高频极限情况下，反射和绕射这一类现象只取决于○反射点和绕射点临近域的电磁特性和几何特性。

3离开绕射点后的绕射射线仍遵循几何光学的定律。○

3、天线布局优化设计

布局设计首先是天线自身的仿真与设计，其性能指标以能否满足应用要求为先决条件，但这往往还不够。实际中常会遇到这样的情况，单独看这个天线，其各项性能指标均合格，一旦配置到载体上，其主要参数幅度方向图和相位特性将有程度不等的劣化，此时必须对天线进行必要的修改，有时甚至需要重新进行方案论证与选择。

机载天线的布置应遵循如下的4个原则：

1飞机电子系统中各分系统的天线布置应充分发挥各分系统的战技性能，○完成各自所担负的任务。

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2分系统天线间辐射干扰影响尽量小，即尽量减少辐射耦合。○3要充分利用载体的遮档。○4实际天线布局设计是一个综合性的反复调整过程。○下面以一个实际的飞机来综合考虑分析其各天线的布置情况

图 1 某飞机的机载天线布局

1探测雷达天线布置 ○考虑飞机气动力学影响，可采用共形相控阵天线型式，并将天线置于机身两侧和前后。

2GPS天线布置 ○GPS 接收天线，它用于接收卫星信号，因此要安装在机身上方，且尽量远离探测雷达。

3ESM天线布置 ○无源探测（以ESM 为例）频带宽，接收灵敏度高，因此ESM 天线要远离那些落于其工作频带的发射源，故ESM 天线应安装于机身前后位置。

4JTIDS天线布置 ○对JTIDS天线布置考虑应空对空、空对地通信，因此将它安装于机身上下方。5通信天线尤其是V/UHF 天线数量多，频段宽，要考虑减少相互影响，合○理布局。

在初步确定了天线在载体上的布局后，就可进行机载天线耦合干扰及天线方向图的计算机预测与分析，通过不断的调整天线的位置，最终找到最佳的天线布局方案。

四、国内外机载天线布局和EMC的发展动态

西方发达国家早在二战后就对飞机的EMC做了大量的研究工作，特别是美

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国在六七十年代中期对电磁兼容性研究所做的工作，比较全面和系统地考察了航空、航天、航海领域中的电磁兼容机理，并进行了研究和分析，获得了大量的资料和经验，取得了较好的效果。如美军先后研究出F-4，F-15系列飞机EMC分析方法和数学模型，并将其应用于飞机的设计、研制和维修中，取得了许多技术成果和显著的经济效益。海湾战争、科索沃战争及近期的反恐战争等，使各国对美国等西方各种武器的先进性有了更直观的认识，而战争中美国飞机的卓越性能都体现了研究飞机天线系统EMC的价值。

我国在这方面研究起步很晚，与国外相比水平还远远落后，直到70年代后才开始着手研究，而且发展速度缓慢，导致我国与发达国家拉下很大距离。目前，我国已经有一些部门和单位开始重视并从事这方面的工作，实现技术的跨越式发展，可望在不远的未来赶上先进发达国家的水平，从而能够利用EMC控制，使系统和设备与环境相融合，完成对电子设备的一体化设计。

参考文献

天线电磁辐射 篇3

关键词：通信基站 美化天线 电磁辐射水平 污染防治

前言

近年来，随着移动通信业的迅猛发展，移动用户数量飞速增长，通信基站的建设数量逐年增加。从城市的高层办公写字楼到普通的小区住宅楼，移动通信发射天线随处可见。通信基站的天线是电磁波向周围环境发射窗口，同时也是环境电磁辐射的源头，引发潜在的电磁辐射污染问题。裸露的基站天线常常与周边环境格格不入，影响城市景观，更有可能引发公众对通信基站电磁辐射的过度心理恐惧和担忧，最终导致居民对基站运营商投诉的激增。因而，城市景观问题与公众担忧已经成为了通信基站建设运行过程中两个敏感议题。为了解决这两大问题，美化天线应运而生，并逐步受到广泛应用。

美化天线也称为“伪装天线”，即在不影响天线正常功能的情况下，采用损耗小、反射少的非金属材料对天线本身的外表进行装饰，或是在天线外部加装美化罩，使天线与楼宇及周边环境相和谐，进而达到美化的目的[1]。美化天线的应用在一定程度上还减少了公众对基站电磁辐射的心理恐惧和抵触情绪，减少了公众与基站运营商之间的纠纷，为社会和谐做出了贡献。然而，由于缺乏对美化天线的电磁辐射水平的系统分析研究，天线的美化并不能从根本上消除公众对基站电磁辐射污染的担忧，仍有不少居民对美化后的基站进行投诉。此外，美化天线的隐蔽性及多样性也增加了辐射环境监管的难度，若监管不善，可能会加剧基站对周边环境的电磁辐射污染。本文通过对各种典型环境敏感区域内不同类型的美化天线类型周围的电磁辐射水平进行监测分析，以揭示不同类型美化天线周围电磁辐射水平，并在此基础上提出美化天线周围电磁辐射污染防治措施及管理措施。

1 常见美化天线的介绍

常见的美化天线一般采用外罩罩住天线 ，根据外罩的外形特点可以将美化天线分成以下几种[2]：

（1）方（圆）柱型

一般可做成方柱型或圆柱型立在楼顶天面的面源或者楼梯堡的天面上，高度约为2～4m，外观的颜色与楼面颜色相似。该类型的美化天线也是目前实际应用最广泛的一种。

（2）排气管型

排气管型美化天线，多应用于高层居民小区或商业区楼房天面之上，外观颜色以白色为主，结构与尺寸与真实的排气管一致，一般高度为高出天面2m。

（3）变色龙型

为了符合楼房外墙装饰颜色，外表跟外墙的颜色、花纹一致。可以根据天线的实际尺寸和数量做成需要的造型，如半圆形、方形及椭圆形等，既能满足通信信号覆盖，又不影响城市建筑的景观。

（4）空调机型

空调机型美化天线一般根据安装天线的尺寸及数量，可以选择做成4匹或6匹的室外空调机外型，主要应用于人群比较密集的居民生活小区内或者是商业区。由于空调机型天线的高度有限（一般不超过5m），为了达到尽可能大的覆盖范围，一般安装在信号覆盖区域内的最高楼层天面或者挂在外墙上。

（5）灯杆型

灯杆型美化天线适用于商业区、交通道路两旁，立于街边的高度一般为6～25m，可用于街道的信号覆盖；放在楼顶的天面上的高度一般为6～10m，可以用于普通的住宅小区或商业区环境中。

（6）水箱型

一般常见于旧城区普通居民楼上或者乡村，可做成高达6m的水箱型，馈线用PVC管包装入水箱中，从外部看像水管，与居民放置在屋顶的太阳能水箱相似。

（7）美化树型

一般用于风景区、公园、居民区的花园或周边的山上以及厂房较多的工业园区或者新开发区的路边绿化带等等。外表看上去像一棵树，隐藏在绿色植物当中，可以根据周围的环境做成合适的高度。可以和周围的风景形成一致，既不破风景又能达到有效的信号覆盖。

2 电磁辐射环境质量标准

根据我国的国家标准《电磁环境控制限值》（GB8702-2014）[3]中的表1规定，频率在30～3000MHz之间，公众曝露限值为：电场强度12V/m，功率密度0.4W/m2（40μW/cm2）。《辐射环境保护管理导则—电磁环境影响评价与方法》（HJ10.3-1996）对单个项目的影响必须控制在GB8702-1998（GB8702-2014《磁环境控制限值》自2015年1月1日起实施后替代GB8702-88）限值的若干分之一[4]）。因此单个基站的管理目标值选取GB8702-2014《电磁环境控制限值》中相应频段功率密度限值的1/5，即0.08 W/m2（8μW/cm2）。

3 移动基站美化天线周围电磁辐射水平实测

3.1 监测方法

3.1.1 监测布点

本研究选取广东省内位于各种典型环境敏感区域内7种不同类型的美化基站21个（具体见表1），对基站美化天线周围的电磁辐射水平进行现场测量。依据《移动通信基站电磁辐射环境监测方法》（试行）（环发[2007]114号）[5]规定进行监测布点，基站电磁辐射水平监测点位优先布设在公众可以到达距离天线的最近处，原则上设在天线主瓣方向内。防护区内如有敏感目标，则通过巡测找出辐射水平较高的测点，如无敏感目标，则在天线前方50m内选取代表向监测点。对于发射天线架设在楼顶的基站，在楼顶公众可活动范围内布设监测点位。点位选择应设法避免或尽量减少周围偶发的其他辐射源干扰。

3.1.2 监测时间、频次及环境条件

移动通信的电磁辐射与基站发射功率、天线增益、频率以及话务量密切相关。话务量指在特定时间段内呼叫次数与每次呼叫平均占用时间的乘积，通常随着话务量的升高，基站实际发射功率会增大，因而产生的电磁辐射也会有所增强[6]。故监测时间为移动通信基站正常工作时话务量的高峰时间段，即一天内的8：00～20： 00。监测在无雪、无雨、无雾、无冰雹的天气条件下进行，同时记录下现场环境温度和相对湿度。

每个监测点位应进行连续5次电场强度测定，每次测量时间不少于15s，并读取稳定状态下的最大值。

3.1.3 监测仪器

现场监测采用仪器为德国Narda公司生产的EMR-300型综合场强仪，该仪器配备18C型探头。仪器响应频率为100kHz～3GHz，量程为0.20～400V/m，检测限为0.20V/m。

3.1.4 测量频段与数据处理

测量选取的美化基站为中国电信CDMA2000，发射频段为870-880MHz。CDMA基站天线的辐射近场与远场的界限大约是8 m，测量选取的美化基站周围公众可达到范围属于电磁辐射的远场，在远场中功率密度与电场强度的关系式为：Pd=E2/377，因此在远场中，通过电场强度的测量即可求得功率密度。

3.2 结果与分析

3.2.1不同类型美化天线周围电磁辐射水平

基站的电磁辐射水平不仅会受到周围地理、环境条件的影响，还可能与天线的形式结构有关。为此，本研究对21个位于典型环境功能区内（包括居住、医疗卫生、文化教育、科研、行政办公区等）不同类型的美化基站周围电磁辐射电场强度进行测量，并重点关注以发射天线为中心、半径50m范围内可能受到影响的居民和人群，结果见表1。监测结果表明，位于不同环境敏感区域内7种常见美化天线基站正常运行时，周边50m范围内可到达区域环境功率密度在0.01～7.17μW/cm2之间，低于《电磁环境控制限值》中规定的30～3000 MHz频率范围内公众曝露限值0.4W/m2（40μW/cm2）。同时也满足单个移动通信基站运行对周围电磁辐射环境影的管理限值0.08W/m2（8μW/cm2）。测量所选择的7种类型美化天线有6中常用于公众关注的居民区，测量结果表明其周围50m范围内公众可到达范围满足文献[3]中规定的公众曝露限值。

3.2.2 典型美化基站周围电磁辐射水平分析

方柱型美化天线因其外部美化罩可以装饰成墙体的颜色而与周围景观形成一致，在美化基站中得到广泛的应用，常用于各种环境敏感功能区域如：居住、文化教育、医疗卫生区、行政办公区、科研区等。为了进一步探究美化基站周围电磁场的分布特性，本研究选取位于河源市东源县滨江花园10层居民楼天面的方柱型美化基站作为典型基站。对该基站周围50m范围内公众可到达区域进行了详细测测量，采用巡测的方式，找到公众活动区域内电磁辐射最大点位，14个监测位点的分布如图1所示。该基站周围电磁辐射环境监测结果见表2。

从图1中可以看出监测点位覆盖了公众可到达的离天线最近、高差最小的区域。表2中美化天线周围电磁环境辐射监测结果看以看出该基站周围50m范围内电磁环境辐射功率密度范围为0.01～5.25μW/cm2，其中功率密度最大点位出现在天线架设天面与天线水平距离11m垂直距离6m处（点位2#）。结合图1与表2可知，天线主瓣方向（监测点位为1#、8#、9#、10#）区域内的功率密度高于天线副瓣（2#、7#）区域，且离天线水平距离越远、高差越大的区域功率密度越小。以上结果表明该基站美化天线周围50m范围内功电磁辐射率密度均低于文献[3]中规定的公众曝露限值。

4 美化天线的利与弊

4.1 美化天线的有利方面

美化天线的发展和推广在一定程度上是因为公众的环保意识的加强及对城市景观要求的提高，对环保以及经济发展有很大的积极意义。主要表面为三个方面：①美化天线具有的仿生、掩蔽的特征使得基站与其所在的周围环境能很好的融合在一起，避免了普通天线杂乱架设对城市及乡村景观的负面影响；②天线为基站的外置部分，美化天线的采用会减少基站天线对公众的视觉冲击，能够在保障通信的覆盖与质量的同时，避免了居民对天线辐射的过分恐惧和抵触，减少了居民心理负担，有利于基站的建设运行[7]；③对于运营商来说，美化天线采用分体拆装结构，体积小，运输、安装更加简便，水平转角可调且调整方便，节省运行费用。

4.2 美化天线的不利方面

虽然美化天线具有多方面的优点，但是从环境保护和保障公众知情角度来说也存在不可忽视的弊端，集中表现在四个方面：①某些运营商使用美化天线只是为了降低公众对移动通信基站建设运行的关注度，进而损害了公众的环境权益和知情权；②美化天线种类繁多、隐蔽性较强，伪装成生活中常见的各种实物，增加了环境保护部门辐射环境监管难度；③由于美化天线外部加有美化罩，在环境保护部门日常监管、抽查测量电磁辐射水平时很难准确判断天线主瓣方向、安装位置及天线的数量等关系辐射环境影响的因素，也难以确定基站电磁环境辐射重点监测范围；④有可能激发公众更强烈的抵触情绪，比如，美化天线在建设及运行的过程中未充分做好与公众的沟通工作，公众获知美化天线的存在后，情绪更加激动，处理不当反而会激化公众与基站运营商之间的矛盾。

5 美化天线使用原则与电磁环境污染防治对策

5.1 美化天线架设原则

5.1.1 推荐性使用原则

在风景名胜区、旅游景区、公园、小区周边的花园等对环境质量要求较高的地方，推荐建设美化天线，以保持上述区域的景观协调，减小普通裸露天线对公众视觉的冲击，使天线能更好的融入周边的环境。

5.1.2 限制性使用原则

在楼房密集或楼层较低的居民区及作为公众经常活动区域的天面等限制性使用美化天线，因为美化天线本身具有的架设高度低、隐蔽性等特点，在上述区域架设时公众经常活动区域容易出现超标情况。

5.2 美化天线的电磁污染防治对策

1、优化基站选址，首先应先调查当地的电磁辐射环境背景情况，避免在电磁辐射环境背景值较高的地方建立基站；其次尽量选择共用设施的楼房上而避开私人居民楼，应该尽量选择公众不能经常到达的天面或者非公众居住建筑物，尽可能避免影响周围公众的活动；第三，还应该避免在同一个天面架设过多的天线，防止由于场强的叠加，使该天面的电磁辐射水平高于超过管理目标值；第四，对于架设在楼顶的基站，应加强通往该楼顶的通道管理并在通往天线处悬挂警示牌[8]。

2、合理选取美化天线的主瓣方向，安装时尽量使天线的主瓣方向避开公众活动区域；市区基站应避免天线主瓣方向非安全距离前方处有高大楼房，以免其受到较大的电磁辐射影响而产生不必要的民事纠纷。

3、在美化天线周围张贴电磁辐射警示标识并划定一定方位的限制公众活动区域，以防止公众因不知道美化天线的存在而靠近，受到不必要的辐射。

4、加强监督与管理工作，通信基站的运营商不得随意提高基站的发射功率，应尽可能地降低基站的发射功率，以确保天面的电磁辐射水平低于目标管理值；基站正常运行时，环境保护监管部门应不定期电磁辐射环境抽测检查，保证天面上的电磁辐射水平满足国家标准。

5、运营商应委托有电磁辐射检测资质的单位或企业每年抽取一定比例的美化基站进行电磁辐射检测并建立电磁环境检测数据档案，以及时发现电磁辐射环境问题。

6、明确针对于美化天线基站环境影响评及验收阶段的公众参与要求。美化天线的“隐蔽性”引发公众环境知情权等相关问题。从短期看，其隐蔽性有助于基站的建设，但如果处理不当势必会导致严重的群众环境事件，因此，及早主动处理沟通才能发挥美化天线的景观优势而避免其负面影响的积累。而环境影响评价及验收阶段的公众参与的主动沟通、协调可从根本上解决环境问题的积累。

6 结语

美化天线建设已被广泛采纳，在通信基站建设中所占的比例也逐年升高，运行效果良好，既起到了美化环境的作用又达到了移动信号覆盖的目的。本研究对21个位于各种环境敏感区域内不同类型的美化天线类型周围电磁辐射进行现场检测，结果表明：美化天线周围50m范围内的公众可到达区域环境电磁辐射功率密度在0.01～7.17μW/cm2之间，典型的方柱型美化基站周围50m范围内的公众可到达区域环境电磁辐射功率密度在0.01～5.25μW/cm2之间，均低于《电磁环境控制限值》（GB8702-2014）中规定的30～3000MHz频率范围内公众曝露限值40μW/cm2，天线主瓣方向区域内的功率密度高于天线副瓣区域，且离天线水平距离越远、高差越大的区域功率密度越小。但是美化天线仍存在许多不足之处，需要把握美化天线的使用原则，从基站选址到正常运行都要做好各面的环保工作，并保证环评阶段、验收阶段的公众参与制度，与公众多方面沟通协调，只有这样美化天线才能体现真正的“美”。

【参考文献】

[1] 杜岳华. 美化天线在通信基站中的应用[J]. 中国新通信， 2015， 1： 6.

[2] 李峥嵘. 浅谈移动通信基站天线的美化与隐藏[J]. 大众科技， 2010， 4： 59～60.

[3] 环境保护部. GB8702-2014 电磁环境控制限值[S]. 北京：中国环境出版社， 2015.

[4]国家环保总局. HJ/10.3-1996辐射环境保护管理导则 电磁辐射环境影响评价方法与标准 [S]. 1996.

[5]《移动通信基站电磁辐射环境监测方法》（试行）（环发[2007]114号）.

[6] 林喆.移动通信基站电磁辐射影响与话务量关系分析[J]. 信息科学与应用，2014，18： 51～54.

[7]张佳兵.美化天线推广的原因及其环境利弊与环保措施[J].中国辐射卫生，2012，21：456.

天线电磁辐射 篇4

随着移动通信的快速发展, 城市内的移动通信基站分布越来越密集, 人们一方面为了保证通话质量, 希望基站越多越好, 另一方又担心基站辐射问题, 移动通信基站电磁辐射已经成为公众关注的焦点。目前, 国内外对GSM基站的电磁辐射研究已经积累了相当多的经验和研究成果[1,2,3], TD-SCDMA是建立在我国自主知识产权基础上的3G技术标准, 其研究尚未在国际上铺展开来, 国内对其电磁辐射的理论研究较少, 尚不成熟。TD-SCDMA基站采用的通信技术与GSM基站具有较大的差别, 其中智能天线是影响TD-SCDMA基站电磁辐射的主要因素之一, 通过研究智能天线不同下倾角、挂高情况下, 基站周围辐射场的变化规律, 找出降低电磁辐射场强的方法, 为环保管理部门提供理论及科学依据, 具有现实的意义。

2 传统电磁辐射预测模型的修正

我国对基站电磁辐射的研究相对较晚, 但是关于电磁辐射环境问题得到社会高度重视。目前, 我国的电磁辐射环境监测主要依据国家环境保护局发布的国标《电磁辐射防护规定》 (GB8702-88) 和卫生部发布的国标《环境电磁波卫生标准》 (GB9175-88) 等标准。其中, 《辐射环境保护管理导则——电磁辐射环境影响评价方案与标准》[4] (HJ/T103-1996) 中提供了电磁辐射预测模型公式, 可以对基站电磁辐射进行理论估算, 公式如下:

式中, Pd为远场轴向功率密度, W;P为设备功率, W;G为天线最大辐射方向的功率增益, r为测量位置与天线轴向距离。

参照公式 (1) , 环境保护部门在管理过程中, 通过对TD-SCDMA基站周围电磁辐射值的测量, 发现理论预测值与实际监测值差异较大, 表明传统的电磁辐射预测模型不再适用于TD-SCDMA制式, 该现象的存在还有可能引起公众对电磁辐射更大的恐慌, 长此以往也不利于环保部门开展工作及社会和谐发展。

智能天线相较于传统天线, 最大的特点是方向图可控, 实现了对移动台的定位。针对TD-SCDMA制式中智能天线的使用, 对公式 (1) 进行修正[5]:

其中θ为垂直面上与天线轴向的夹角, ϕ为水平面上与天线轴向的夹角。f (θ, ϕ) 为归一化功率方向函数 (天线轴向时, 其值取1) 。经修正, 式 (2) 也可以计算远场区非轴向的功率密度。

在实际环境中使用的天线均安装在较高的位置, 并有一定的下倾角, 为此需对天线的辐射模型进行进一步的修正。设天线的挂高为H, 下倾角为θt, 那么距离天线的任意水平距离r时, 可以得到此时该点偏离天线主瓣主轴方向的角度θz为:θz=π/2-θt-arctan (r/H) 当测量点距离天线的水平距离大于天线主轴与水平面交点的距离r0时, 说明观测点所在位置已偏离天线主瓣, 天线辐射随r的增大显著减小, 故可忽略不计。

3 TD-SCDMA基站电磁辐射的分布特征

TD-SCDMA智能天线的波束分为广播波束和业务波束, 广播波束实现了对整个小区的覆盖, 业务波束则针对移动用户形成定向跟踪波束。

下面针对8单元均匀线阵形成的定向波束对TD-SCDMA基站周围电磁辐射分布进行仿真分析。

3.1 不同高差h的辐射分布特征

距天线轴向水平间距d=5m;垂直方向距离地面的高度, 即高差h (m) 。高差h不同时, TD-SCDMA基站周围的电磁辐射分布预测曲线图如图1。

由图可知, 小于10m的近场范围内 (天线口径取1.2m时, 近远场分界线为19.3~19.4m) , 电磁场变化复杂, 波动较大。由于天线主瓣及旁瓣、楼层的阻挡、吸收等因素的影响, 电磁辐射值先呈现增大趋势, 出现最大值后迅速衰减, 并趋于背景值。

3.2 不同水平间距d的辐射分布特征

距天线轴向水平间距d (m) , 高差h=8m。水平间距不同时, TD-SCDMA基站周围的电磁辐射分布预测曲线图如图2。

由图可知, 基站电磁辐射值随着轴向测试点d的增大而增大出现最大值后呈指数衰减趋势, 28m左右趋于背景值水平。

3.3 不同下倾角θt的辐射分布特征

距天线轴向水平间距d=5m;高差h=8m。下倾角不同时, TD-SCDMA基站周围的电磁辐射分布预测曲线图如图2。

由图可知, 近场区范围内同一测量点, 基站电磁辐射值随着天线下倾角的增大而增大, 出现最大值后呈指数衰减趋势, 迅速趋于背景值水平。

4 仿真结果分析

参照GB8702-1988中规定, TD-SCDMA基站的公众照射导出限值应小于0.08W/m2, 通过修正后的电磁辐射预测公式仿真可知, 基站电磁辐射水平随距离呈指数衰减, 安全防护距离约为28m左右。

5 电磁防护措施

由上述研究分析可知, 可以通过改变天线俯仰角, 或提高天线挂高等措施使得电磁辐射迅速衰减至背景值, 还能进一步减小安全防护距离。对于不能对天线进行改变的楼顶或铁塔天线可以进行楼顶关闭或设置警告栏等管理措施。

6 结语

上述预测值为理想条件下的TD-SCDMA基站电磁辐射的理论预测值, 实际基站周围的辐射环境相对复杂, 受到环境、功控、基站设备配置等因素的影响, 后期研究应将话务量、传播损耗、天线增益等因素考虑在内, 使预测更符合实际环境。准确的电磁辐射预测模型可对移动通信工程建设提供科学指导, 为电磁辐射环境评价提供有力证据, 做到预防为主, 防治结合, 具有重要指导性意义, 也将是下一阶段电磁环境保护的工作重点。

参考文献

[1]张海鸥, 潘超, 夏远芬, 王圣, 田立泉.移动通信基站电磁辐射时空分布及衰减特征[J].电力环境保护, 2009.25 (4) :55-57.

[2]赵玉峰.现代环境中的电磁污染[M].北京:电子工业出版社, 2003:2-4.

[3]林少龙, 蔡贤生.移动通信基站天线设置与电磁辐射影响分析[J].中国无线电, 2005 (05) :38-39.

[4]国家科工委航天医学工程研究所, 北方交通大学.HJ/T10.2-1996《辐射环境保护管理导则——电磁辐射环境影响评价方案与标准》[S].1996:3.

UHF套筒天线的电磁仿真分析 篇5

关键词：UHF套筒天线,理论分析,软件仿真,参数优化,组阵仿真

1 引言

随着广播电视技术的不断发展, 对电视发射天线提出了越来越高的要求, 工作频带宽、增益高的天线越来越受到广泛关注。通过前人不断地研究发现, 在普通单极子天线的外面再罩上一个金属圆筒, 就能极大地改善单极子的工作特性, 拓宽工作频带, 这种天线以其优良的特性, 广泛地应用在车载或舰载的移动通信系统中。许多学者对这种特殊的单极子天线作了大量的理论研究, 这些理论研究均致力于找到影响套筒单极子天线工作特性的参变量, 并试图最大程度的拓宽频带范围, 然而由于影响此套筒单极子天线的结构参数相对较多, 比如:套筒高度、半径、振子高度以及馈电点等, 因此, 要找到天线性能较好的参数组合尚有一定的难度, 于是电磁仿真在其中就起到非常重要的作用。

随着电子计算机的出现和计算技术的发展, 与其它各个领域一样, 天线的计算机辅助设计也得到了广泛的应用。借助计算机, 采用数值计算的方法来研究天线, 使许多以往无法解决的问题得到了解决。基于各种不同的电磁场数值算法, 现在已经有很多商业微波EDA软件, 例如:ADS、Ansoft HFSS、CST、FEKO等。值得注意的是, CST采用的理论基础是FIT (有限积分技术) , 与FDTD (时域有限差分法) 类似, 它是直接Maxwell方程的导出解, 适用于套筒天线的仿真。

本文在套筒单极子天线的基础上, 对其结构进行变化, 利用电磁仿真软件CST对其进行仿真分析和参数优化, 给出了影响UHF套筒天线工作特性的结构参数, 并最终设计了工作特性优良的UHF套筒天线。

2 套筒单极子天线的结构和理论分析

图1为套筒单极子天线的结构和理论分析模型, 它是在直径为2a的单极子天线外面罩上直径为2b的套筒, 天线垂直放在导体圆盘中心, 圆盘作为天线内导体的镜像面。由于天线的轴对称性, 所以内导体和套筒表面电流沿圆周方向均匀分布, 普通的单极子天线的工作带宽较窄, 而加了接地的外层套筒后, 天线的带宽明显提高, 如果仔细调节内导体直径和高度、外套筒的直径和高度以及馈电间隔, 在一定频率范围, 能得到较好的工作特性。本文在套筒单极子天线的基础上, 把导电圆盘用实际的套筒代替, 形成套筒偶极子天线, 从而进一步改善了天线的辐射特性和扩充了工作带宽。图2为套筒单极子天线结构示意图。图2中, 内导体高度L1, 套筒高度L2, 内导体直径D1, 外导体直径D2, 调节环高度L3, 套筒间距△。套筒天线采用同轴线馈电, 同轴线内芯接套筒天线上半部分, 同轴线外皮接套筒天线下半部分。在上层套筒和中空铜管之间添加一个调节环可以对天线特性阻抗进行进一步调配, 其中, 调节环的位置可以上下滑动实现阻抗调配。

3 软件仿真及参数优化

图3为电磁仿真软件CST建模图形, 对各主要模型尺寸进行参数化处理, 通过改变各参数, 来改变模型尺寸, 进而得到一系列对应的指标结果。由于影响天线性能的参数较多, 通常采取如下策略, 即:先优化一个参数, 待得出一个相对较好的指标后, 保持这个参数不变, 再优化第二个参数, 依此类推。这样, 可以减少参数同时变化的工作量及复杂程度。经过大量的仿真计算, 得出如下几个规律:

(1) 套筒高度L2会对谐振频率产生影响, 高度越小, 频率越向高频偏移, 高度越大, 频率越向低频偏移。

(2) 内导体直径D1和外导体直径D2主要会对天线的带宽产生影响, 在一定范围内直径越粗频带越宽;

(3) 套筒间距△, 其实也就是馈电间隙, 它是影响天线性能的主要因素, 可待其它参数结构逐一确定后, 对其进一步细化, 得到较好结果;

(4) 调节环高度L3可作为天线指标细调的一个参数, 经过不断改变其参数, 从而得到最优结果。

根据上文所述的规律和方法, 经过不断仿真优化, 得到天线的反射系数 (S11) 指标及方向图如图4、图5、图6所示。

从图4、图5、图6仿真结果来看, 设计的频段内, S11在≥20dB的前提下, 能达到3个频带的宽度。如果四个这样的天线组阵后, 经过一分四的变阻器调谐, 频带还将继续展宽。其E面方向图是一个圆, 即全向天线, 在水平面360o天线辐射增益相等。组阵后的模型及方向图如图7、图8、图9所示。

可见, 通过四个天线组阵后, H面的辐射方向图明显变窄, 辐射增益明显增加。在仿真过程中发现, 层距的大小对方向图也有很大影响, 通过不断的优化层距, 可得出最理想的方向图。此外, 方向图的下倾和副瓣的调整, 可以根据实际需要, 通过改变分馈线长度的方法, 都不难实现。

4 结论

本文利用电磁仿真软件CST对UHF套筒天线进行了建模仿真分析和参数优化, 总结出影响天线各性能的参数的规律。并通过组阵仿真得到比较理想的方向图, 为今后套筒天线成品的开发提供重要数据支持。电磁仿真可省去大量的试验调整工作, 避免了许多不必要的浪费, 是天线开发中的有利工具。

参考文献

[1]AD Wunsch.Fourier series treatment of the sleeve monopole antenna[C]IEEE Proc Aug.1988, 135 (4) :217-225.

[2]李艳茹, 王刚.一种新型套筒天线宽频特性的HFSS仿真分析.计算机仿真, 2009.

吸顶全向天线电磁特性的研究 篇6

随着城市楼宇规模的增加以及地下空间利用的扩大，使得移动通信信号传播受到很大影响，会形成移动通信的盲区。为提高移动通信质量，就必须建立室内无线覆盖系统，天线在这个系统中具有举足轻重地位，而吸顶天线由于其特有的电磁分布特性，往往是首选的结构形式[1]。

关于吸顶天线的研究与应用，近年来的文献中有一定的分析与讨论。文献[1]分析了传统天线的缺陷，研究了新型天线高低频辐射强度均匀性问题；文献[2]研究了一种小型化高隔离双极化吸顶天线，用以提高通信系统频谱利用率，改善室内无线链路性能；文献[3]分析了传统天线辐射在E面和H面方向上的不足，提出了2G/3G网络协同设计，提高了覆盖效率；文献[4]仿真研究了一种三极化吸顶天线，以提高天线增益，实现辐射方向的控制。

本文借助CST电磁仿真技术，对一种简单结构的吸顶天线进行定量计算研究，着重于分析天线辐射特性和匹配特性随几何结构与尺寸变化的关系，并通过制作实验模型进行测试验证，为天线在工程上的应用提供了依据。

1 吸顶天线设计与研究

本文所研究的吸顶天线要求工作在双频段806～960 MHz和1 710～2 500 MHz范围内，具有宽波束辐射，增益在2～3.5 dBi之间，在与天线轴线之间35°～85°范围内增益大于3，激励信号的输入阻抗为50Ω，垂直极化方式。

天线的剖面图如图1所示，其三维结构是平面图绕z轴旋转体，各部分尺寸用字母标示在图中，仿真计算中各几何参数的初始值见表1。

本文着重研究了几何参数r3,r4和r5的改变对天线驻波比和增益的影响，结果如图2～图4所示。

由图中可以看出，随着圆台地面和辐射喇叭上下半径的变化，天线驻波比在工作频段内有较大的变化，由于天线的总高度不变，这种影响主要体现在高频端，因此可通过调整这些参数来实现天线高频端的工作范围。不同几何尺寸对各个频段最大增益以及方向图也有不小影响，限于篇幅，图中只绘出了最大增益的变化曲线。要平衡这些几个参数使驻波比和方向图都能达到设计目标。综合上面的分析，并进行优化计算，得到合适于设计要求的最优参数如表2所示。

根据优化尺寸仿真得到的频率分别为f=883 MHz和f=2 170 MHz时的E面和H面方向图分别如图5，图6所示。

从图中可知，在两个频率点上H面的方向图始终为圆，而E面方向图在低频时与偶极子相似，在高频时主辐射方向朝z轴方向偏转，具有较宽的波束。

2 吸顶天线测量与分析

根据优化数据制作的天线模型如图7所示，天线由接地板、反射圆台、辐射喇叭和同轴馈线等组成。

吸顶天线实测驻波比随频率的变化关系如图8所示，为方便比较，将仿真数据与实测数据绘于同一图中。从图中看出在806～960 MHz和1 710～2 500 MH的双频带范围之内，驻波比小于2，甚至小于1.5，实验与仿真曲线十分吻合。

将所制作的天线安装到2.4 GHz的无线路由器，并利用笔记本电脑的WiFi接收功能，在室外开阔区域可定量测量天线辐射特性。接收信号强度在不同θ角（与z轴夹角）的实测值如表3所示。归一化后的方向图绘制如图9所示。

3 结论

通过仿真计算和实际测试，本文所构建的室内全向吸顶天线可以在806～960 MHz和1 710～2 500 MHz的双频范围内有效工作，其驻波比小于2甚至小于1.5，并且达到了宽频带、全向辐射的要求，也和预期的能在35°～85°的高角度间增益大于3的目标一致，该天线能广泛应用于家庭、公司中，实现信号的宽角度覆盖。

摘要：采用数值仿真技术CST,研究了一款全向吸顶天线的电磁特性,包括方向图和驻波比等。优化后的天线能够在双频带806960 MHz和1 7102 500 MHz上有效工作,回波损耗小于-10 d B,最大增益为3.5 d B。制作了吸顶天线的实验模型,利用网络矢量分析仪等设备对天线进行测量,其与仿真结果对比具有很好的一致性,并针对不同几何参数对吸顶天线物理性能的影响进行了多方面的分析。

关键词：吸顶天线,宽波束,CST仿真技术,全向辐射

参考文献

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[3]樊悦顺,张巾莹,李凤花.新型天线在室内覆盖中的应用[J].移动通信,2012(12):7-12.

[4]王天石,李晓明,卢凤晖.适用于LTE室内分布的三极化天线结构研究[J].电信技术,2014(7):66-70.

[5]刘建国.短波宽带全向天线应用研究[J].现代电子技术,2013,36(1):74-76.

天线电磁辐射 篇7

舰载天线稳定平台是为安装在船舶桅杆上的微波天线提供一个不受船舶摇摆影响的安装水平面, 其功能是在舰船摇摆情况下, 补偿舰体运动引起的纵、横摇摆角, 使天线始终垂直于水平面。但因其安装位置处于恶劣电磁干扰环境下, 外部除了自身承载的微波天线的辐射外, 还有附近的各种类型雷达和通信天线的辐射干扰, 内部电机的PWM干扰, 要保证设备在恶劣电磁干扰环境下正常工作, 必须对电磁兼容严格设计。

电磁干扰 (EMI) 即电子设备或电气设备所产生的电噪声, 这些电噪声表现为多种形式, 可以是连续的、随机的或周期性的。EMI的形成必须同时具有3个因素:电磁干扰源;对干扰能量敏感的接收设备;将干扰能量从干扰源传播到接收设备的传播途径。如果一个系统既不是干扰源也不是接收设备, 那么该系统是电磁兼容的。电磁兼容性的研究是围绕构成电磁干扰的3个因素进行:提高抗干扰性能及减少对其他设备的干扰辐射和干扰传导。恰当的系统设计技术可抑制发射传导和辐射干扰, 恰当的设计技术可硬化系统以减小其对干扰的敏感度, 恰当的屏蔽、接地、滤波以切断干扰的传播途径以保护受害设备[3]。

1电源线尖峰信号传感敏感度设计

设备对尖峰信号的敏感度即设备能够承受规定水平的瞬态干扰, 不会出现故障或工作状态混乱。电源线尖峰信号传感敏感度 (CS106) 的测试条件为在设备不接地的交流电源线上注入脉冲宽度小于5 μs、幅值为400 V的尖峰信号, CS106测试原理图如图1所示。

试验过程中, 尖峰信号与交流电源波形的峰值同步, 同时为了产生最大跟随能量, 尖峰信号均施加在过零点, 即分别在0°、90°、180°、270°的相角上进行测试。尖峰信号发生器的输出电压从0 V开始逐渐增大, 当输出电压增加至350 V时, 设备的液晶显示屏出现了白屏, 设备受到了尖峰信号的干扰, 不能正常工作。

1.1非线性器件瞬态抑制

无论是从电源线还是从信号线进入的瞬态, 都可以使用非线性器件衰减。将这些器件与被保护线路并联, 对于正常的信号或电压水平, 它表现为高阻态——主要由它自己的电容和漏电特性决定。当干扰源的电压大于它的击穿电压时, 器件会立即转变为低阻态, 使从瞬态源过来的电流离开保护电路, 限制了保护电路上的瞬态电压。以瞬变电压吸收二级管 (TVS) 为例, TVS就是硅雪崩型二级管, 它体积小、响应时间短。TVS在击穿前表现为一个跨接在线路输入端的高阻抗负载, 而出现瞬态高压时, 它即被激活, PN结发生雪崩效应, 吸收大量能量, 因此以箝位方式限制线路电压在允许范围内。在选取这些非线性器件时, 它们必须能够承受电路的连续工作电压, 并具有一个安全裕量, 以吸收来自任何预期瞬态的能量。对瞬态抑制器的典型安装位置图如图2所示。

本系统设计时, 采用压敏电阻和瞬变电压吸收二级管 (TVS) 进行电磁兼容设计。在天线稳定平台控制器电源进线间并联了压敏电阻, 对电源线尖峰信号的抑制取得了较好的效果。压敏电阻耐浪涌电流、电压有一定的容量[4], 一般按式 (1) 选择其标称电压:

$U{}_{lmA}\ge \frac{\delta }{(0.8\sim 0.9)}\times U{}_m$。 (1)

式中, Um为线路额定电压峰值;δ为电压升高率, 一般取1.05～1.10。

在倾角仪和陀螺信号传输电路设计中, 将TVS并联在功率管两端;同时, 在供电DC电源两端并联TVS, 在CAN总线的信号线与地线之间并联TVS, 它们均对电路起到了保护和抗电磁干扰作用。

1.2线缆内部的串扰效应控制

系统内部的线缆走线布局对线缆之间本地电场和磁场的耦合有极大影响。为了使线缆之间耦合最小, 应对不同类型的线缆进行划区, 并且相互之间至少保持150 mm的间隔;当不同类型的线缆不能避免相邻走线时, 应尽量缩短走线长度。这样可以减小线缆内部的串扰效应, 对系统电磁兼容设计取得较好效果。

2电场辐射敏感度 (RS103) 设计

天线稳定平台为了保证天线始终垂直于水平面而不受舰船摇摆的影响, 采用了倾角仪和速率陀螺测量舰船倾角信号和摇摆速率信号分别引入反馈和前馈组成复合控制策略, 实现天线稳定平台的伺服控制。在本系统中采用力平衡式倾角仪LCF100测量舰船倾角信号, 将天线稳定平台置于10 kHz～40 GHz、200 V/m的辐射电场强度的环境中进行RS103测试时, 天线稳定平台受到了干扰, 系统不能正常工作。

2.1采用屏蔽技术降低电场辐射

屏蔽是利用导电或导磁材料制成壳、板、套、筒等各种形状的屏蔽体, 将电磁能量限制在一定空间范围内抑制辐射干扰的一种有效措施。使用屏蔽体将外来电场与屏蔽空间隔绝, 同时将屏蔽体接地以消除电势的影响, 实现有效屏蔽。由于屏蔽的机理是电场反射损耗, 而且二次反射趋向于减小总体反射损耗, 故涂层电阻率越高屏蔽效果越差。在电场屏蔽设计时应采用良导体制成屏蔽体, 通过对电磁波的反射和吸收作用来达到衰减电磁能量, 减少辐射干扰的目的。屏蔽体的孔缝在实际应用中是不可避免的, 它是影响屏蔽的一个重要因素。为了保证屏蔽效果, 减小屏蔽体的电阻, 并且在设计屏蔽体时应尽量减小垂直于电场方向的孔缝尺寸。

在本系统中采用铝壳表面镀银做成的屏蔽盒进行电场屏蔽, 将倾角仪和信号调理电路置于此屏蔽盒中, 同时采用了2层屏蔽, 控制2层间距尽量接近1/4波长的奇数倍 (由于在频率很高时, 电磁波在2屏蔽层间会产生谐振。当2层间距为1/4波长的奇数倍时, 双层屏蔽具有最大的屏效;当2层间距为1/4波长的偶数倍时, 屏效最小) , 有效减小了电场辐射对倾角仪信号的影响。

2.2采用接地技术降低电场辐射

当采用屏蔽技术降低电场辐射时, 必须将屏蔽体接地消除电势的影响, 才能实现有效的屏蔽。接地技术[1]是电磁兼容设计中十分有效的措施。接地有浮地、单点接地和多点接地3种基本形式, 这些方法可以单独使用也可以组合使用。到底采用什么样的接地方式需根据具体情况确定。但有一点需引起重视, 接地引线的长度必须小于工作波长λ的1/4, 这仅是考虑到“地”作用的起码要求, 实际接地引线的长度还要看允许电源通过该接地线所产生的电压降的大小。如果电路对此电压降很敏感, 则接地引线的长度不大于0.05λ或更小;如果只是一般敏感, 则接地引线可长一些, 但一般不超过0.15λ。同时为了降低接地引线的阻抗, 接地引线的端头应平行搭接在接地平面上。

2.3采用滤波技术降低电场辐射

滤波是抑制传导干扰最直接有效的办法, 同时由于良好的滤波可以抑制干扰源, 因而它对辐射干扰的抑制也有明显效果。滤波器对电磁干扰的抑制作用是建立在合理选择滤波电路的形式和参数基础之上的。

在本系统设计中, 通过设计一个截止频率为2 kHz的贝塞尔低通滤波器, 将2 kHz以上的噪声信号滤除, 从而抑制10 kHz～40 GHz辐射源的辐射干扰。

3电源线传导发射干扰 (CE101) 设计

3.1试验方法

天线稳定平台系统由监视单元、驱动控制单元和主机单元3部分组成。这3部分分别安装在不同位置, 监视单元与驱动控制单元之间通过30 m的电缆相连, 驱动控制单元的输出功率接近1 kW, 为了实现监视单元对驱动控制单元的遥控, 在驱动控制单元中应用交流过零触发型固态继电器 (SSR) 进行交流开关控制。CE101试验框图如图3所示。

图3中, 由监视单元控制SSR的输入端, 监视单元对SSR的控制电压为DC12V, 当DC12V加在SSR的输入端时, SSR的输出端接通, AC220V接入驱动控制单元, 通过滤波器滤波后经线性电源给目标系统供电。使AC220V输入端的一根火线穿过传感探头, 将传感探头的测试端接入EMI接收机。当监视单元给驱动控制单元遥控供电时, EMI接收机按照CE101标准进行测试并记录测试曲线。结果发现测试曲线中在50 Hz的奇数倍频率和偶数倍频率处均有正弦半波出现, 同时波形在偶数倍频率处有超出标准曲线的部分。CE101项电磁兼容测试不合格。

3.2原因分析

为了找到电磁干扰的原因, 先对交流过零触发型SSR原理和结构做一个简单介绍[1]。SSR是一种由固态电子元器件组成的新型无触点电子开关器件, 一般由耦合电路、过零电路、开关器件和吸收电路等部分组成。SSR一般为4端组件, 其中2端为输入端, 另2端为输出端。在输入端加一控制信号, 就可以控制输出端的“通”与“断”, 完成开关功能。耦合电路是以光电耦合器作为输入、输出间的通道, 在电气上完全隔离, 以防止输出端对输入端的干扰。过零电路保证当开关器件2端电压过零瞬间时输入信号触发开关器件, 从而完成在电压过零条件下的通、断动作, 减少了开关过程所产生的干扰和污染。吸收回路由R、C组成, 其作用是为了防止电源中带来尖峰电压、浪涌电流对开关器件的冲击和干扰。

由SSR的原理可知, SSR的输入信号在开关器件2端电压过零瞬间触发开关器件, 从而完成在电压过零条件下的通、断动作。电压过零点并非真的是在0 V处, 而是在±10～±25 V区域内, 即输入信号总是在交流电压过零附近才能触发SSR, 实现过零触发。以一个周期AC220V正弦波为例进行说明, 当使用固态继电器时, 0 Hz、50 Hz、100 Hz处均为过零点, 此时开关器件快速导通和关断, 功率电路电流变化率di/dt、电压变化率du/dt较大, 从而产生电磁干扰[2]。

3.3解决办法

针对电磁干扰产生的机理, 采用PHOTOMOS继电器代替交流过零触发型SSR, 按照上述方法进行CE101电磁兼容测试。测试结果仅在50 Hz的奇数倍频率处有正弦半波出现, 并且奇数倍频率处的波形完全相同, 偶数倍频率处不再有正弦半波出现, 测试曲线位于CE101标准曲线范围内, 完成25 Hz～10 kHz电源线传导发射干扰的电磁兼容设计。

4结束语

舰载天线稳定平台由于所处环境恶劣, 电磁干扰产生的因素及传递途径是十分复杂的。因此, 各种措施的有效性也随之而异, 指望一种既简单又万能的方法是不现实的。需要在开始设计时便着手考虑电磁兼容设计, 并始终贯穿在电路设计、元器件选择和结构工艺布局等方面。本文以项目设计过程中遇到的电磁兼容问题为研究对象, 对电磁干扰产生的原因进行了分析并提出了解决办法, 并在实际应用中收到了较好的效果。笔者期望, 这些抑制电磁干扰的技术措施, 对于研制和开发类似产品的电磁兼容性设计有所帮助。

参考文献

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雷达天线辐射功率的时空分布式仿真 篇8

目前有关雷达天线仿真的文献资料大多侧重于描叙天线的方向图以及扫描方式的具体模型或特定天线的辐射特性。本文在对各类天线进行综合分析的基础上, 归纳出天线对空间进行辐射的主要决定因素, 以此为基础详细介绍了天线辐射时空分布的仿真步骤。

雷达天线的功能是将发射机的信号功率向作用空间进行辐射, 其辐射功率是随着时间的变化和空间的不同而变化的, 对天线工作原理和电磁信号空间传播理论进行分析, 可以发现不同时空下天线的辐射功率变化可由以下3个因素来描述:发射机功率, 天线中心波束指向的时间分布规律和天线增益的时间和空间分布规律。本文将主要探讨第3个因素对天线的辐射功率变化的影响规律, 为实际应用提供了理论基础。

1 天线增益的时间和空间分布规律

即任意时刻在空间任意方向上天线的增益, 在中心波束指向确定的情况下, 与天线最大增益和方向图有关。

电磁能在三维空间中的分布表示成相对基础上的曲线时, 称为天线辐射方向图。这种分布可用各种方式绘制成曲线, 如极坐标、直角坐标等。在绘制时可以采用三维坐标, 这种表示方法直观、准确, 但数据量较大, 不便测量和绘制。因此在实际应用时多采用互相垂直的两个二维方向图来近似反映天线基于中心波速角的空间辐射分布, 本文采用方位方向图和俯仰方向图来表示。常用的方向图模型包括:全方向、扇形、sin (ψ) /ψ、Gaussian等, 另外还有实测数据模型。

天线最大增益的确定是研究辐射功率时空分布的关键点。目前对天线进行仿真时, 多认为天线的最大增益是不变的, 在参数设置时赋予一个常熟来表示。但实际上在执行一些特殊功能时, 天线往往要依次发射不同波长的信号, 而通过理论推导和实验均可以证明在发射信号的波长不同时, 天线的增益是改变的, 所以常用的采用恒定的最大增益的方法将导致仿真结果失真。为了解决这一问题, 在仿真时应针对不同的发射信号对最大增益进行实时求解, 下面来讨论求解方法。

天线增益用来定义一副天线将能量聚集于一个窄的角度范围的能力。而最大增益Gmax是指天线在辐射最强方向上的增益。在进行天线仿真时, 它不是一个随便设置的量, 与方位半功率波束宽度Baz和俯仰半功率波束宽度Bel有约束关系。可表示为

式中, k为常数, 依天线波束宽度不同而取不同值:对于锐波束、高增益天线, 其主瓣波束较窄, 旁瓣电平较高, 天线功率有许多耗散到0、旁瓣方向。因此计算天线最大增益时, 常数k应取较小值, 约为25 000～30 000;对于宽波束、低增益天线, 由于主瓣较宽, 旁瓣电平较低, k值就应取得高些, 约为35 000～40 000。

将式 (1) 化为度为单位, 并考虑到天线面积利用系数和天线效率的影响, 可以近似得到

同时, Gmax还与天线有效面积Ae和发射信号波长λ存在如下的约束关系

而天线的半功率波束宽度又是由Ae和λ所决定的, 因此仔细分析以上各变量之间的相互影响, 找出决定性因素是仿真时参数设置的关键点。

天线工作在发射模式下时, 一般有效面积Ae不变, 所以由式 (3) 可知天线最大增益

Gmax将随着发射信号波长的变化而取不同的值。因此在仿真设置时, 只需设定天线半功率波束宽度值, 然后由式 (1) 求得Gmax, 再由式 (3) 求得天线有效面积Ae, 则当发射信号的波长变化时, 可利用式 (3) 求取对应的Gmax。同时优于波束宽度与波长为线性关系, 天线方位和俯仰半功率波束宽度均与信号波长同比例变化。

2 仿真步骤

对天线辐射功率时空分布的仿真即确定仿真周期内任意时刻空间任意点天线辐射功率密度的取值。按照上文分析的决定因素, 可以按照以下步骤进行仿真。

2.1 边界条件

设置天线方位和俯仰半功率波束宽度值, 并依此确定常数k;选择方位方向图和俯仰方向图模型, 可在以上所介绍的方向图模型中选择:选定天线扫描方式并设置相应的扫描初始角和扫描速度等扫描参数, 依具体扫描方式而异;设定发射机功率、所发射信号特征参数和战情更新时刻间隔值。

2.2 计算最大增益Gmax (λ) 和天线辐射功率时空分布

对每一战情更新时刻 (时间间隔在步骤1设定) , 查询初始参数得到该时刻所发射的信号波长, 依据上述方法Gmax (λ) 值。

依下式计算天线辐射功率时空分布

G (θ, φ, r, t) =Gmax (λ) Gθ (θ, t) Gφ (φ, t) P0/4πr2 (4)

式中, θ为天线波束指向与空间特定方向在方位上的角度差;φ为天线波束指向与同一方向在俯仰上的角度差;G (θ, φ, r, t) 为天线功率密度, 它是θ、φ、空间特定点据天线的距离r和仿真时刻t的函数;Gmax (λ) 为天线最大增益, 在天线有效面积一定的情况下, 由天线所发射信号的波长λ决定;Gθ (θ, t) 为天线方向图在俯仰角度差φ不变的情况下, 天线增益随方位角度差θ变化的衰减函数, 在仿真时认为对不同锥角的锥面, 该分布相同;Gφ (φ, t) 为在方向天线图方位角度差θ不变的情况下, 天线增益随俯仰角度差φ变化的衰减函数, 在仿真时认为对不同方位角度差θ的截面, 该分布相同。在仿真时, 可进行角度变换, 求出对空间任意角度的Gθ (θ′, t) 和Gφ (φ′, t) , θ′和φ′分别为与天线波束指向同坐标系的空间任意角度方位和俯仰坐标;P0为发射机功率。

3 仿真实例及分析

下面对一部天线的辐射功率分布进行仿真来说明仿真过程。

3.1 参数设置

设有一个针束天线, 方位半功率波束宽度也为3°, 方向方位图设为Gaussian型, 作用范围为全方位, 俯仰方向图为sin (ψ) /ψ型, 设定为第一旁瓣的衰减值l为20 dB, 天线扫描方式为螺旋扫描, 设定方位扫描频率Ω为5 Hz, 起始方位角θ0为30°, 起始俯仰角ψ0为-60°, 中止俯仰角ψ1为75°, 俯仰扫描频率Ωe为0.25 Hz, 发射机功率P0为10 000 W。取仿真时刻t为0.5 s为例。

3.2 计算查询信号

查询信号参数设置得到0.5 s时刻的发射信号波长, 按照2.3所述方法计Gmax (λ) 值为100, 即20 dB。

3.3 计算方位和俯仰增益分布规律

由已知条件可计算在0.5 s时刻天线波束中心的方位角θ5和俯仰角ψ5分别为

θ5=θ0+mod (2πΩt, 2π) =7π/6 (5)

ψ5=φ0+mod (2πΩet, φ1-φ0) =-π/12 (6)

则可求得方位上天线增益为

f (θ) =exp (-sin (2.78 (θ-θ5) /θ0.5) 2) =exp (-2.78 (60· (θ-7π/6) /π) 2) (7)

俯仰山天线增益分布规律为

f (ψ) =eξ[sin (2.78 (ψ-ψ5) /ψ0.5) / (2.78 (ψ-ψ0.5) ) ]2

ξ= ( (ψ-ψ5) /ψ0.5) 2[ (13.26-l) /11.33]=-5.95 (60 (ψ+π/12) /π) 2 (8)

式中θ和ψ单位为弧度, 是雷达运载平台局部坐标系下的空间任意方位角和俯仰角。

图1为f (θ) 随方位角变化的分布;图2为f (ψ) 随俯仰角变化的分布, 单位为弧度。

3.4 求特定时刻任意天线增益值

求得了方位分布图分布与俯仰方位图分布之后, 把二者相乘即可得到空间任意方向的天线增益图, 即三维方向图, 可以通过矩阵运算得出结果。计算结果如下:

设天线方位范围按精度划分为m个量, 得行向量M (m列) ;俯仰作用按范围精度划分为n个量, 得列向量N (n行) ;则得到的n行m列矩阵则为方位和俯仰作用范围内各方向 (列值表示方位角, 行值表示俯仰角) 的增益值。为显示方便, 取较小数值计算作为示意, 设方位增益分布行向量为M=[-0.1, -0.5, 1, 1.5, 0.1], 对应的角度为[-2°, 2°], 精度为1°;俯仰增益分布列向量为N=[-0.5, 1, 0.5]′, 对应的角度为[35°, 35°], 精度为1°;则N×M得表1。

对所仿真的雷达天线实例, 按这种方法计算三维方向图 (未乘Gmax (λ) ) , 用Matlab进行仿真, 得到图3。

将得到的数据乘以Gmax (λ) 后即可得空间任意方向的天线增益值, 以一定格式存储起来, 在Gmax (λ) 不变的条件下, 可输入角度信息来查询所得角度的增益值。

在以上四步的基础上, 将任意距离r值和发射机功率值P0代入式 (4) 即可得到该时刻天线辐射功率的空间分布。改变仿真时刻重新计算即可得到天线辐射功率在时间上的分布。表2为0.5 s时刻一些空间点的辐射值, 表3为1 s时刻相同空间点的辐射功率值。

在仿真时刻为1 s时, 天线波束指向角为 (30°, 30°) 。由表3可见, 在0.5 s时刻的辐射功率较大的一些点由于与1 s时的天线波束中心偏离了较大的角度, 天线增益大幅度衰减, 功率密度降低到了0, 即没有功率辐射到这些点。

4 结束语

本文系统分析了天线辐射功率的时间和空间分布的影响因素, 在此基础上推导出了对其进行仿真的方法和步骤, 是对解决天线仿真中经常出现的参数重复设置, 相互制约导致仿真信号失真的一个尝试。要建立完善的模型, 还要经过实践的不断检验和在此基础上的反复修正。

摘要：在涉及到雷达天线的仿真时, 天线辐射功率时空分布的计算和建模是一个关键问题, 对仿真结果的逼真度有重要影响。对影响天线辐射功率分布的主要因素进行了分析, 认为在现代高科技条件下, 执行重要任务的各种天线往往要最频繁的发射不同波长的信号, 这时天线的最大增益是变化的, 在分析和仿真辐射功率分布时应根据不同的发射频率实时求解最大增益。推导了天线发射不同波长信号时的最大增益求解方法, 然后归纳总结了对天线辐射功率的时空分布进行仿真的方法和步骤, 并以一个示例来具体说明仿真过程。

关键词：仿真,建模,时空分布,最大增益

参考文献

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[4]Merrill I Skolnik.雷达手册[M].王军, 译.2版.北京:电子工业出版社, 2003.

天线电磁辐射 篇9

近年来,超宽带技术广受关注。超宽带通信系统利用一个短电磁脉冲来传输信息,拥有极大的信道容量。然而对于电磁干扰,现代通信系统是十分敏感和脆弱的。由于通信天线一般工作在宽带和多频带模式,于是如何保护天线免受电磁干扰成为非常具有挑战性的课题。

另一方面,天线时域特性的仿真研究很受关注,因为这样可以快速得到宽频带信息。时域积分方程是一种计算任意形状导体表面上时域瞬态电流响应的高效方法,它具备积分方程方法的所有优点。时域积分方程的常用解法是时间步进法,但时间步进法方法不易得到稳定的时域解。在文献[1]中,引入了加权拉革尔多项式作为全域时域基,然后应用时间伽略金测试来获得任意形状理想金属散射体表面上电流的瞬态响应,也就是阶数步进法,它解决了后时不稳定问题。

细线天线结构常被等效为简化内核模型,这种技术适用于半径小于0.01λ的细线,但它在复杂几何结构和超宽带电磁脉冲入射情况下误差较大。本文采用完全内核模型[2],用短圆柱线段对天线进行精确建模,它可以有效计算圆柱线段上矢量位和标量位积分。基于这样的数值处理方法,就能准确高效地计算出螺旋天线的时域散射和辐射特性。

1 仿真方法及公式推导

1.1 时域积分方程

自上世纪60年代以来,国内外学者对于时域积分方程进行了长期的研究,并将其应用于电磁瞬态问题的求解。Rao和Wilton首先选用RWG基函数[4]作为空间基函数、三角形函数作为时间基函数结合矩量法求解时域电场积分方程。一般情况下,时间步进算法被普遍用来求解时域积分方程,但是它会导致解的后时不稳定性现象,一个解决办法就是使用阶数步进算法。2002年,Yong-Seek Chung等人首次在时域积分方程中引入加权拉革尔多项式作为正交全域时间基函数[1],将传统的时间步进算法改造成阶数步进算法。阶数步进算法是时间稳定的,可以解决后时不稳定性现象,但它得到的矩阵稠密因此求解效率低。这些方法都对时域积分方程的发展起到了巨大的推动作用。

1.2 时域积分方程的公式推导

首先考虑一个由面(S)、线(W)和接头(J)组成的金属体。由边界条件可知,金属体表面电场的切向分量要等于零,于是可以得到:

$\begin{array}{l}\left[\frac{\partial {}^2}{\partial t{}^2}\overrightarrow{A}(\overrightarrow{r},t)+\text{Δ}\frac{\partial }{\partial t}\Phi (\overrightarrow{r},t)\right]{}_{\tan }=\\ \frac{\partial }{\partial t}\overrightarrow{E}{}^i(\overrightarrow{r},t){}_{\tan },\overrightarrow{r}\in S,W,J(1)\end{array}$

式(1)里的矢量$\overrightarrow{A}$位和标量位Φ可以通过面电流密度$\overrightarrow{J}$($\overrightarrow{r}$,t)和面电荷密度σ($\overrightarrow{r}$,t)求得[1]。

进一步,使用RWG基函数[4]、圆柱基函数[2]和接头基函数[3]对面电流密度$\overrightarrow{J}$($\overrightarrow{r}$,t)进行展开,得到:

$\begin{array}{l}\overrightarrow{J}(\overrightarrow{r},t)=\overrightarrow{J}{}^S(\overrightarrow{r},t)+\overrightarrow{J}{}^W(\overrightarrow{r},t)+\overrightarrow{J}{}^J(\overrightarrow{r},t)=\\ {\displaystyle \sum _{n=1}^{{\rm N}{}^S}J}{}_n^S(t)\overrightarrow{f}{}_n^S(\overrightarrow{r})+{\displaystyle \sum _{n=1}^{{\rm N}{}^W}J}{}_n^W(t)\overrightarrow{f}{}_n^W(\overrightarrow{r})+\\ {\displaystyle \sum _{n=1}^{{\rm N}{}^J}J}{}_n^J(t)\overrightarrow{f}{}_n^J(\overrightarrow{r})(2)\end{array}$

通过分别使用面、线和接头基函数进行空间伽略金测试,可以得到以下三组公式:

$\begin{array}{l}{\displaystyle \sum _{n=1}^{{\rm N}{}^S}\left[a{}_{mn}^{SS}\frac{\partial {}^2}{\partial t{}^2}J{}_n^S(\tau {}_{mn}^{SS})+b{}_{mn}^{SS}J{}_n^S(\tau {}_{mn}^{SS})\right]}+\\ {\displaystyle \sum _{n=1}^{{\rm N}{}^W}\left[a{}_{mn}^{SW}\frac{\partial {}^2}{\partial t{}^2}J{}_n^W(\tau {}_{mn}^{SW})+b{}_{mn}^{SW}J{}_n^W(\tau {}_{mn}^{SW})\right]}+\\ {\displaystyle \sum _{n=1}^{{\rm N}{}^J}\left[a{}_{mn}^{SJ}\frac{\partial {}^2}{\partial t{}^2}J{}_n^J(\tau {}_{mn}^{SJ})+b{}_{mn}^{SJ}J{}_n^J(\tau {}_{mn}^{SJ})\right]}=V{}_m^S(3a)\\ {\displaystyle \sum _{n=1}^{{\rm N}{}^S}\left[a{}_{mn}^{WS}\frac{\partial {}^2}{\partial t{}^2}J{}_n^S(\tau {}_{mn}^{WS})+b{}_{mn}^{WS}J{}_n^S(\tau {}_{mn}^{WS})\right]}+\\ {\displaystyle \sum _{n=1}^{{\rm N}{}^W}\left[a{}_{mn}^{WW}\frac{\partial {}^2}{\partial t{}^2}J{}_n^W(\tau {}_{mn}^{WW})+b{}_{mn}^{WW}J{}_n^W(\tau {}_{mn}^{WW})\right]}+\\ {\displaystyle \sum _{n=1}^{{\rm N}{}^J}\left[a{}_{mn}^{WJ}\frac{\partial {}^2}{\partial t{}^2}J{}_n^J(\tau {}_{mn}^{WJ})+b{}_{mn}^{WJ}J{}_n^J(\tau {}_{mn}^{WJ})\right]}=V{}_m^S(3b)\\ {\displaystyle \sum _{n=1}^{{\rm N}{}^S}\left[a{}_{mn}^{JS}\frac{\partial {}^2}{\partial t{}^2}J{}_n^S(\tau {}_{mn}^{JS})+b{}_{mn}^{JS}J{}_n^S(\tau {}_{mn}^{JS})\right]}+\\ {\displaystyle \sum _{n=1}^{{\rm N}{}^W}\left[a{}_{mn}^{JW}\frac{\partial {}^2}{\partial t{}^2}J{}_n^W(\tau {}_{mn}^{JW})+b{}_{mn}^{JW}J{}_n^W(\tau {}_{mn}^{JW})\right]}+\\ {\displaystyle \sum _{n=1}^{{\rm N}{}^J}\left[a{}_{mn}^{JJ}\frac{\partial {}^2}{\partial t{}^2}J{}_n^J(\tau {}_{mn}^{JJ})+b{}_{mn}^{JJ}J{}_n^J(\tau {}_{mn}^{JJ})\right]}=V{}_m^S(3c)\end{array}$

以及:

$\begin{array}{l}a{}_{mn}^{\alpha \beta }=\frac{\mu }{4\text{π}}{\displaystyle \int \overrightarrow{f}}{}_m^{\alpha }(\overrightarrow{r})\cdot {\displaystyle \int \frac{1}{R}}\overrightarrow{f}{}_n^{\beta }({\overrightarrow{r}}^{\prime })\text{d}{\overrightarrow{r}}^{\prime }\text{d}\overrightarrow{r}(4a)\\ b{}_{mn}^{\alpha \beta }=\frac{1}{4\text{π}\epsilon }{\displaystyle \int \text{Δ}}\cdot \overrightarrow{f}{}_m^{\alpha }(\overrightarrow{r}){\displaystyle \int \frac{1}{R}}\text{Δ}´\cdot \overrightarrow{f}{}_n^{\beta }({\overrightarrow{r}}^{\prime })\text{d}{\overrightarrow{r}}^{\prime }\text{d}\overrightarrow{r}(4b)\\ \tau {}_{mn}^{\alpha \beta }=t-\left(\left|\overrightarrow{r}{}_{m,c}^{\alpha }-\overrightarrow{r}{}_{n,c}^{\beta }\right|\right)/c(4c)\\ V{}_m^{\beta }(t)={\displaystyle \int \overrightarrow{f}}{}_m^{\beta }\overrightarrow{r}\cdot \frac{\partial }{\partial t}\overrightarrow{E}{}^i(\overrightarrow{r},t)\text{d}\overrightarrow{r}(4d)\end{array}$

其中α和β=S,W,J,分别表示面、线和接头。

我们选择一组正交全域时间基函数[1],如下:

Φj(t)=e-t/2Lj (5)

这里Lj(t)表示j阶拉革尔多项式。于是面电流密度$\overrightarrow{J}$($\overrightarrow{r}$,t)可以作如下展开:

$\overrightarrow{J}(\overrightarrow{r},t)={\displaystyle \sum _{\beta =1}^3{\displaystyle \sum _{n=1}^{{\rm N}{}_{\beta }}\left[{\displaystyle \sum _{j=0}^{\infty }J}{}_{n,j}^{\beta }\Phi {}_j(st)\right]}}\overrightarrow{f}{}_n^{\beta }(\overrightarrow{r})(6)$

这里s是一个比例系数。之后,使用以上的时间基函数对(3)式进行一次时间伽略金测试,就可以利用阶数递推法(MOD)来求解J${}_{n,j}^{\beta }$了[1]。

最终的迭代矩阵方程如下:

$\begin{array}{l}\left[\begin{array}{ccc}[a{}_{mn}^{SS}]& [a{}_{mn}^{SW}]& [a{}_{mn}^{SJ}]\\ [a{}_{mn}^{WS}]& [a{}_{mn}^{WW}]& [a{}_{mn}^{WJ}]\\ [a{}_{mn}^{JS}]& [a{}_{mn}^{JW}]& [a{}_{mn}^{JJ}]\end{array}\right]\left\{\begin{array}{l}\{J{}_{n,i}^S\}\\ \{J{}_{n,i}^W\}\\ \{J{}_{n,i}^J\}\end{array}\right\}=\\ \left\{\begin{array}{l}\{V{}_{mi}^S\}-\{\beta {}_{m,i}^{SS}\}-\{\beta {}_{m,i}^{SW}\}-\{\beta {}_{m,i}^{SJ}\}\\ \{V{}_{mi}^{{\rm H}}\}-\{\beta {}_{m,i}^{WS}\}-\{\beta {}_{m,i}^{WW}\}-\{\beta {}_{m,i}^{WJ}\}\\ \{V{}_{mi}^J\}-\{\beta {}_{m,i}^{JS}\}-\{\beta {}_{m,i}^{JW}\}-\{\beta {}_{m,i}^{JJ}\}\end{array}\right\}(7)\end{array}$

其中:

$\begin{array}{l}\alpha {}_{mn}^{\alpha \beta }=\left(\frac{s{}^2}{4}a{}_{mn}^{\alpha \beta }+b{}_{mn}^{\alpha \beta }\right)\exp \left(-s\frac{R{}_{mn}^{\alpha \beta }}{2c}\right)(8a)\\ \beta {}_{m,i}^{\alpha \beta }={\displaystyle \sum _{n=1}^{{\rm N}{}^{\beta }}[\left(\frac{s{}^2}{4}a{}_{mn}^{\alpha \beta }+b{}_{mn}^{\alpha \beta }\right){\displaystyle \sum _{j=0}^{i-1}{\rm P}}{}_{n,j}^{\beta }{\rm I}{}_{ij}\left(s\frac{R{}_{mn}^{\alpha \beta }}{c}\right)+}\\ s{}^{2}a{}_{mn}^{\alpha \beta }{\displaystyle \sum _{j=0}^i{\displaystyle \sum _{k=0}^{j-1}(}}j-k){\rm P}{}_{n,k}^{\beta }{\rm I}{}_{ij}\left(s\frac{R{}_{mn}^{\alpha \beta }}{c}\right)](8b)\\ R{}_{mn}^{\alpha \beta }=\left(\left|\overrightarrow{r}{}_{m,c}^{\gamma }-\overrightarrow{r}{}_{n,c}^{\beta }\right|\right)/c(8c)\\ V{}_{m,i}^{\beta }={\displaystyle {\int }_0^{\infty }V}{}_m^{\beta }(t)\Phi {}_i(st)\text{d}(st)(8d)\end{array}$

2 数值仿真结果

选择高斯脉冲作为输入脉冲波形:

$\overrightarrow{E}(\overrightarrow{r},t)=\overrightarrow{E}{}_0\exp (-\tau {}^2)(9)$

这里$\tau =(t-t{}_0-\overrightarrow{r}\cdot \overrightarrow{k}/c)/\sigma$

本文考虑一个金属平面上有两根螺旋天线的情况。这个螺旋天线半径为15.9cm,高度为135cm。因为本文采用完全内核模型来处理线天线,所以螺旋天线可以使用圆柱线段进行精确建模,本文中螺旋天线的金属线半径设为0.5cm。对于金属平面,它的边长都设为150cm,如图1所示。

在图1左边螺旋天线的馈源处加载高斯脉冲激励,同时用电磁脉冲对天线进行照射。馈源处加载的高斯脉冲带宽为250MHz,入射波高斯脉冲的带宽为1GHz。右边螺旋天线的馈源处作为观察点。在图2中,分别画出在有入射波和没有入射波的情况下观察点处的瞬态电流响应,并与远区场的辐射脉冲波形作比较,如图3所示。

在图2中通过两根曲线的对比,可以看到两根螺旋天线在电磁脉冲照射下,其谐振幅度和波形明显不同于原来的激励响应波形。由于螺旋天线独特的超宽带特性,导致它的瞬时响应特性与普通线天线不同。

3 结束语

本文使用一种具有通用性的数值方法仿真了电磁脉冲照射下螺旋天线的瞬态响应特性。这一数值方法是结合矩量法的时域积分方程。本文采用拉革尔多项式作为全域时间基函数来展开时间变量,也就是阶数步进递推格式。

本文验证了这一算法对仿真线面结合问题的有效性,同时也得出了螺旋天线的瞬态响应和远区场辐射脉冲波形。希望在这一方面的数值研究能够对通信天线抗电磁脉冲干扰防护产生积极影响。

摘要：由于通信天线经常工作在宽带或者多频带模式,为了对电磁干扰下的通信天线进行保护,对天线时域特性的仿真必不可少。其中一个需要研究的问题就是将天线装载于金属平台上并同时使用脉冲源激励。文中使用一种具有通用性的数值方法——时域电场积分方程,仿真了电磁脉冲照射下螺旋天线的宽带瞬态响应特性。采用拉革尔多项式作为全域时间基函数来展开时间变量,获得求解线天线散射辐射问题的时域电场积分方程,也就是阶数步进递推格式,最后使用数值计算得到了螺旋天线的瞬态响应特性。

关键词：电磁脉冲,螺旋天线,拉革尔多项式

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