偏置电路设计

偏置电路设计（精选6篇）

篇1：偏置电路设计

ISFET 传感器偏置电路

ISFET（离子敏感场效应晶体管）可用于测量流体的酸性。精确的测量要求ISFET的偏置条件（ID和VDS）保持恒定，同时栅极直接接触被测流体。流体的酸性改变通道宽度，从而产生一个与流体的PH值成正比例的栅极-源极电压VGS。图1所示电路是一种更简单、更精确的实现方法。电压VA通过ISFETQ1设定漏极电流ID，而电压VB设定Q1的漏极-源极电压VDS。两个AD8821型高精度测量放大器IC1和IC2均配置得具有等于1的增益。IC3是AD8627型精密JFET输入放大器，它缓冲漏极电压VD，确保流经R1的电流全都流经Q1。

图1，该电路为ISFET（用于测量流体酸性的传感器）提供理想的偏置。

为了控制ID，放大器IC1迫使其输出端和参考输入端之间的差分电压等于其差分输入电压VA。由于检测到的差分电压等于R1两端的电压，因此ID=VA/R1。在R1设定为20kΩ时，ID可按50mA/V增减。同样，放大器IC2迫使其输出端和参考输入端之间的差分电压等于其差分输入电压VB，从而迫使VDS等于VB。（注意：如果您的设计不需要单独调节VDS和ID，则电路可以根据一个控制电压来工作。把VA和VB连在一起，并用所要求的电压VDS来驱动它。于是R1等于VDS/ID。）有关电压VGS介于IC2的栅极电压和输出电压之间。该电路有一个很有用特点，即电流源是浮动的，从而使栅极电压能连接到电路的.共模范围内的任何电压。该电路的VG范围是(VA+2-VEE)

图2，该配置显示出图1所示电路连接到ADC时所具有的浮动栅极的优点。

图2示出了该电路连接到AD7790型差分输入Σ-ΔADC时具有的浮动栅极的优点。栅极电压直接连接到ADC参考引脚。VS（或VG）端和ADC输入端之间所需的唯一信号调节电路就是一个简单的RC滤波器。在电流大于1mA时，电阻器R1的0.1%误差在电流源误差中占据主导地位，因此，在漏极电流高达250mA时，R1的0.1%误差就是小于250nA。VDS的误差是由IC3的增益误差以及IC2和IC3的输入偏移电压产生的。漏极-源极电压高达2V时，漏极-源极电压的误差小于450mV。

篇2：偏置电路设计

1引言

曲柄滑块机构是机械设计中常用的一种机构。按行程速比系数K设计平面曲柄滑块机构的问题一般归纳为:已知滑块行程H、行程速比系数K,通常有辅助条件,如给定偏距e(或给定曲柄长度r2,或给定连杆长度r3),来设计曲柄滑块机构(即确定未知长度尺寸),最后校验最小传动角γmin。对该问题的求解,传统采用简单、直观的图解法,但设计精度较低。利用Matlab解析法可迅速精确地设计曲柄滑块机构。

机构运动分析是根据给定的原动件运动规律,求出机构中其它构件的运动。通过分析可以确定某些构件运动所需的空间,校验其运动是否干涉;速度分析可以确定机构从动件的速度是否合乎要求;加速度分析为惯性力计算提供加速度数据。运动分析是综合分析和力分析的基础。使用Matlab中的Simulink,可对动态系统进行建模、分析和仿真。从而在形成实际系统前,能进行适时的修正,以减少总体设计时间,实现高效开发的目的。

2优化设计

2.1设计实例及方程

例如:要求设计滑块的行程H=100mm,K=1.25,γmin≥40°的曲柄滑块机构。

式中:r1为滑块位移;r2为曲柄长度;r3为连杆长度;r4为偏距。

根据图1建立矢量方程:

r2+r3=r1+r4

速度方程的矩阵形式:

1r3sinθ30-r3cosθ3·r1ω3=-ω2r2sinθ2ω2r2cosθ2

加速度方程的矩阵形式:

1r3sinθ30-r3cosθ3¨r2α3=-α2r2sinθ2-r2ω22cosθ2-r3ω23cosθ3α2r2cosθ2-r2ω22sinθ2-r3ω23sinθ3

根据行程,极位夹角,行程速比系数,最小传动角的定义可推出以下方程:

θ=K-1K+1×180°θ=arcsinr4r3-r2-arcsinr4r3+r2H=(r2+r3)2-r24-(r3-r2)2-r24γmin=arcosr2+r4r3

式中:K为行程速比系数;H为行程;θ为极位夹角;γmin为最小传动角。

2.2优化设计结果

利用已知条件在MATLAB下编制以下程序:

functionF=slider(x)

D2R=pi/180;

h=100;

k=1.25;

gama=4;

F=[asin(x(3)/(x(2)-x(1)))-asin(x(3)/(x(2)+x(1)))-pi*(k-1)/(k+1);acos((x(1)+x(3))/x(2))-D2R*gama;sqrt((x(1)+x(2))^2-x(3)^2)-sqrt((x(1)-x(2))^2-x(3)^2)-h];

在窗口中利用函数fslove求解得:

r2=48.494,r3=85.263,r4=16.821

对设计结构进行验证:可得到H=100.00mm,K=1.25,γmin=40.00°此结果与设计要求完全符合,可见用MATLAB进行偏置式曲柄滑块机构的优化设计简单、高效、精确。

3运动分析

当曲柄以1800r/min匀速旋转时,对所设计偏置式曲柄滑块机构进行运动分析。由于曲柄的转速很高所以在0.07s内,曲柄就可以转动2周。在Simulink下建立模拟仿真框图对偏置式曲柄滑块机构进行模拟仿真。

滑块的位移图反映了滑块所经历的各个位置,可看出所设计的.机构是否与其它机构有干涉。由速度图可看出滑块的机构特性,并验证机构是否符合要求。加速度图则为以后惯性力的分析奠定了基础。

4结论

篇3：CCD信号处理电路偏置漂移校正

1 偏置漂移的产生

1.1 信号处理电路

CCD信号处理电路如图1所示,CCD输出信号经过前置放大、相关双采样、减法电路、可变增益放大和模数转换后输出数字图像。FPGA从模/数转换器ADC接收有效像元和暗像元的量化值,并对暗像元的值进行滤波等处理后更新数/模转换器DAC的值。

相关双采样电路采用Analog Devices公司的AD9823芯片,其基于反馈的箝位电路可以将信号中的残留偏压消除掉,输出“伪差分”信号(OUTPUT、REFOUT)。

1.2 减法电路

为了增加信号的动态范围,需要把参考输出(RE-FOUT)从芯片输出(OUTPUT)中减去。减法电路中用到的运算放大器存在温度漂移及失调电压,这在输出图像上表现为偏置随时间漂移,如图2所示。

从图2可以看出,随着时间的增加,图像的偏置漂移可达到100个码值以上(量化AD分辨率为12 bit)。一般采用两种方法来减小这种影响:(1)选用低温漂、低失调电压的运算放大器,并选用低温漂的电阻。但这样不仅会大大增加电路的成本,而且也不能从根本上解决问题。(2)加补偿电路,但会增加调试的难度并需要经常校准。为克服以上缺点,采用如图1所示结构的偏置漂移校正电路。其中FPGA完成暗像元量化值的处理工作,并根据校正算法给出数/模转换器的配置值。

因为相关双采样芯片将信号零电平箝位至暗像元电平,所以对暗像元来讲,相关双采样芯片的输出OUT-PUT与REFOUT相等,设其值均为VBIAS。数/模转换器的输出为VIN-,运放的失调电压为VID,运放的温漂电压为VT(t),信号处理链路中引入的噪声为Vnoise,可变增益放大器的增益为AV。由于采用了12 bit的ADC,其量化噪声[4]可以忽略。在偏置没有漂移的情况下,暗像元的量化值VFLXD应满足:

由图1可得:

将式(1)代入式(2)有:

其中,VBIAS+VID是恒定值;VT(t)变化得非常慢;Vnoise属高频噪声,其频率在数十赫兹以上。

由式(3)可知,如果FPGA直接将VIN-的值实时配置给数/模转换器,则由于Vnoise的存在,会使得图像的邻近行偏置不一样。为了让图像有较好的稳定性(即在正常显示图像时),不会看到图像各行出现因频繁的偏置漂移校正引起(如图3所示)的条纹状现象,需要对暗像元的量化值VFLXD进行低通滤波。

2 滤波器设计

有限冲击响应FIR(Finite Impulse Response)数字滤波器因具有精度高、有严格的线性相位等优点被广泛应用[5]。与通用DSP相比,FPGA器件应用于数字信号处理时速度更高,成本更低,更加灵活。使用Matlab和Xilinx公司的开发套件ISE可以快速高效地设计两种低通滤波器。

N阶FIR数字滤波器可以用差分方程来描述,即:

其中,y(n)是滤波器输出信号,h(i)是滤波器的系数,x(n)是滤波器输入信号。

2.1 窗函数法设计FIR低通滤波器

低通滤波器设计指标的选取:当滤波器阶数过高(大于40阶)时,会消耗大量的FPGA资源,而滤波器阶数过低时又不能达到预期的滤波效果。综合考虑,取滤波器阶数为30阶、采样频率为1 k Hz。因为温度变化造成影响的周期在数秒的量级,故取截止频率为0.1 Hz。选择主瓣和旁瓣比例可调的Kaiser窗,取Beta值=0.2。

使用Matlab2010a的FDATool(Filter Design&Analysis Tool)工具和ISE10.1的Accel DSP数字信号处理软件联合设计滤波器,使得设计更加简洁、精确、可靠[6]。

使用Matlab软件计算低通滤波器的系数h(i),得到滤波器的输入、输出功率谱密度PSD(Power Spectral Density)如图4所示。从图中可以看出,输入信号中在25 Hz以上的频率成分的能量值衰减超过一半。

将浮点h(n)转化为FPGA可以处理的定点数,对得到的定点低通滤波器进行仿真,得到其输入、输出功率谱密度如图5所示。从图中可以看出,输入信号中在25 Hz以上的频率成分的能量值衰减超过一半。

对比图4和图5可以发现,浮点到定点的转换对滤波器性能影响不大,且设计的滤波器对25 Hz以上的噪声可以有效地抑制。最后可以利用Accel DSP生成低通滤波器的寄存器传输级代码。

2.2 均值滤波器

在式(4)中,令h(n)=1/N得到均值滤波器的差分方程:

因为FPGA进行移位操作非常方便,所以当N取2的整数次幂时,滤波器实现更简单,性能更好。兼顾延迟与去噪能力,选取N=64。对设计的均值滤波器进行仿真,其输入、输出功率谱密度如图6所示。从图中可以看出,输入信号中在10 Hz以上的频率成分的能量值衰减超过一半,即频率在10 Hz以上的噪声均能得到有效的抑制。

3 校正方案及实验结果分析

3.1 阈值M的选取

一旦暗像元的处理值大于或等于阈值M时,FPGA就会重新配置DAC。

设DAC分辨率为△VDA、ADC的分辨率为△VAD、可变增益放大器VGA(Variable Gain Amplifier)的增益为AV,取阈值:

则可使得一旦暗像元的量化值超过阈值M,DA的一次校正就可以将其校正至0电平。

这样暗像元的电平平均值MLS满足:

在此次实验系统中,使用的是10 bit的DA,△VDA=3.3 V/1 024;AD为12 bit,△VAD=2 V/4 096;可变增益放大器增益AV满足1≤AV≤16。由式(6)可知:

对8位图像,由以上分析可知,当VGA的增益较小时(小于4),通过控制DA完全可以将MLS控制在对图像无任何影响的范围内;当VGA的增益较大时,对MLS的控制能力稍弱,此时可以通过增加DAC的精度(换成12 bit的DAC)或者减小DAC的参考电压来提高性能。

3.2 DAC调整周期的选取

因为FIR滤波器存在延时,本设计的滤波器延时为32个采样时钟周期(即32 ms),所以不能对偏置漂移进行实时校正,否则在达到阈值时图像灰度值会出现剧烈的变化。故校正周期Tr>32 ms。

温度等外界环境一般不会剧烈变动,所以Tr的值可以取得稍大以减小随机噪声的影响。但Tr越大对温漂等的抑制能力就越弱,所以Tr不能太大。综上取Tr=100 ms。

3.3 实验结果分析

本实验使用dalsa公司的高速线阵CCD IL-P3-B,信号处理电路如图1所示。实验条件为:行频1 k Hz,截取系统上电1分钟~2分40秒之内的数据,外界环境为室温(25℃),VGA增益约为1.8倍。

分别在以下三种条件下获取暗像元的量化值和DAC的配置值:(1)不加滤波对偏置漂移校正(如图7);(2)加入FIR低通滤波对偏置漂移进行校正(如图8);(3)加入均值滤波对偏置漂移进行校正(如图9)。

图7、图8和图9中,上方的浅色曲线是暗像元的值(即VFLXD),深色曲线是对VFLXD进行相应滤波处理后的值。可以看到,对图像偏置漂移进行校正后,偏置被很好地控制在10个码值以下。

图7、图8和图9中下方的曲线是FPGA给DAC的配置值(即VIN-)。可以看到,在同一时间内,不加滤波对偏置漂移进行校正时,校正的次数为16次,远远多于FIR低通滤波的1次和均值滤波的2次。而短时间内过多的配置会使得图像出现如图3所示的条纹状现象。

总之,本设计的FIR低通滤波和均值滤波都可以达到预期要求。其中FIR低通滤波器能更好地滤除噪声,使偏置漂移校正更准确;而均值滤波器消耗的FPGA资源更少,也更容易实现。

针对传统CCD相机偏置漂移校正方法的不足,本文提出了一种基于反馈的近实时偏置校正方法,并对此方法进行了实验验证。该方法能够及时对偏置漂移进行校正,保证图像不会出现由漂移产生的条纹状现象。由于引入模块化的设计方案,后期可以通过更换性能更好的器件或者更佳的滤波算法获得更好、更迅速的偏置漂移校正效果。

摘要：为抑制CCD相机信号处理电路中由温度等原因引起的偏置漂移对图像质量造成的影响,提出了一种基于反馈的近实时偏置漂移校正方法。为了获得偏置在整个链路中的变化情况,对整个信号处理链路进行了分析;设计了两种数字低通滤波器,分别对获得的暗像元数据进行滤波;根据工程经验并辅以计算给出校正算法的有关参数;校正图像偏置漂移并对输出的图像进行比较分析。实验结果表明,在可变增益放大器增益为1.8的条件下,使用12 bit精度的模/数转换器时偏置稳定在10个码值以下,基本满足精度高、稳定性好及抗干扰的要求。

关键词：偏置漂移校正,CCD相机,图像处理,低通滤波

参考文献

[1]牟研娜,王鹏,尹娜.CCD信号采样位置选取方法的研究[J].航天返回与遥感,2011,32(1):45-50.

[2]佟首峰,阮锦,郝志航.CCD图像传感器降噪技术的研究[J].光学精密工程,2000,8(2):140-145.

[3]李云飞,司国良,郭永飞.科学级CCD相机的噪声分析及处理技术[J].光学精密工程,2005,13(增刊):158-163.

[4]徐桂芝,张慧芬,桑在中.超高速模数转换器AD9224及其应用[J].2002(4):48-50.

[5]饶知.基于FPGA的高效FIR滤波器设计与实现.电子元器件应用[J].2011,13(1):6-9.

篇4：汽车偏置碰撞安全性结构改进

（东风汽车公司技术中心，武汉430056）

汽车正面碰撞性能研究是车辆安全设计的重要内容之一。国内法规和C－NCAP主要通过正面100%刚性壁碰撞和40%偏置可变形壁障碰撞对车辆进行试验评价。两种试验的碰撞形态和对乘员的伤害机理不同[1]。正碰时，车身前端全部参与碰撞，在巨大的冲击惯性力作用下，车体刚度大，冲击加速度峰值大，对头部、胸部的冲击伤害往往造成乘员死亡。与生物伤害指标息息相关的因素主要是约束系统，因此，正碰试验主要侧重于对约束系统的评价。而40%偏置碰撞主要评价安全车身结构，考核车身侵入方式对乘员造成的伤害。偏置碰撞时，车辆前端只有一侧主要参与能量吸收，该碰撞形态下车身变形大，乘员室的严重侵入会造成乘员的致命伤害。交通事故统计结果也表明，该事故形态下乘员严重伤害的比例最高。

目前我国对正面100%碰撞的研究比较多，而对40%偏置碰撞的研究相对偏少。全面提高汽车正面碰撞的安全性能，需兼顾这两种碰撞形态，因此开展40%偏置碰撞的研究工作十分必要。

已实施的C－NCAP2012规程中，40%偏置碰撞试验车辆速度由56 km/h提升至64 km/h，这给自主研发的汽车企业带来了严峻的挑战。如何进一步提升汽车结构安全，减小乘员伤亡，是设计人员不断追求的共同目标。

本文研究的某车型在56 km/h偏置碰撞试验中安全性能表现比较理想，但64 km/h偏置碰撞仿真中，性能表现不佳，车身变形过大，结构暴露出不足，安全性能不能达到预期的星级评定要求。在试验验证之前，通过CAE仿真技术对车身结构进行安全改进，是一种省时省力且可靠有效的方法。本文基于碰撞仿真技术对该车型64 km/h偏置碰撞性能进行分析与评估，提出改进方法，切实可行地提升了车身结构的偏置碰撞性能。

1 有限元模型的建立

采用Hypermesh作为前处理建模软件，直接导入CAD模型进行整车建模。整车模型的输入内容包括白车身、四门两盖、悬架系统、转向机构、动力总成、散热系统等主要结构件，其中发动机和变速箱作刚体考虑。建模主要采用壳单元，部分采用实体单元和梁单元模拟。严格保证单元的质量要求，完成后的整车模型单元数共计约80万。

完成整车模型装配后，导入Pam-Crash前处理软件，进一步完成材料定义、配重设置、接触条件、约束条件和结果输出定义等，建立完整的偏置碰撞仿真模型。

2 整车仿真模型的校验

仿真模型完成后，经过多次计算、模型调试与校正，确定模型的正确性和可靠性。

仿真结果的真实性和准确性，通常采用定性和定量的方法进行评价[2]。定性评价方法主要是比较实车试验结果与仿真模拟结果中关键撞击区域的变形模式和各主要部件的变形特征；定量评价主要集中在车身加速度曲线和能量变化曲线的比较分析上。

基于已建立的整车模型，利用Pam-Crash软件，按照C-NCAP2009的要求，分别完成整车50 km/h速度正面碰撞和56 km/h速度40%偏置碰撞的仿真计算。

图1为通过仿真获取的整车碰撞能量曲线。整个模型的沙漏能占总能量的5%以下，质量增加百分比小于1.2%。一般情况下，整个模型的沙漏能占总能量的10%以内，质量增加不超过总质量的5%[3]，模型计算精度可得到保证。

通过整车正面碰撞和偏置碰撞仿真计算，输出B柱下端测评点的加速度曲线，与试验曲线进行比较分析，见图2和图3。从仿真与试验的B柱加速度曲线波形对比中可以看出，曲线各时间段的峰值虽然有差异，但两波形的走势具有一致性，因此基本可以认为整车仿真模型是可靠的。

3 整车模型的64 km/h偏置碰撞仿真与结构改进

参照C－NCAP2012规程的要求，以64km/h速度与可变形壁障发生40%偏置碰撞，建立整车仿真模型。通过仿真计算，发现车身结构存在以下不足：一是纵梁系统承载能力不足，前纵梁前端吸能不充分，末端变形较大，抵抗变形能力偏弱，如图4所示。二是A柱上部多处发生折弯，如图5所示。三是地板及地板纵梁变形严重。以上三点导致乘员舱防火墙侵入量和门框变形量较大，车门变形严重。车身结构性能指标达不到预期的目标。

针对上述问题，需对车身结构进行改进设计。分别在图6所示的8个位置进行结构或材料优化。经过多方案的对比分析，采用以下措施能够取得较好的改善效果：

1）前纵梁前端增添诱导槽，改善变形模式。前纵梁末端结构增添加强筋和内加强板，以抵抗变形，减少对防火墙的侵入。前纵梁外板材料由B260LYD改为H340LAD，厚度由1.5 mm改为2 mm。

2）A柱骨架加强板材料由H260YD改为D340DPFC；A柱内增添加强件，里板材料由H260YD 改为 D590TRFC， 厚度由 1.5 mm 改为 1.0 mm。

3)A柱中部和下部、门槛梁前部和后部分别进行结构加强。

4)增加地板纵梁结构，多路径分散碰撞力，合理优化力的传递路径。

进行改进方案整车偏置碰撞仿真计算，改进后车身结构各项性能指标得到明显提高。

选取车门铰链位置对前门框变形进行评价。改进前上、下铰链位置处门框变形量分别为38.6 mm和40.2 mm，改进后的变形量分别是 19.2 mm和16.5 mm。改进方案门框变形有一定程度降低。

选取图7所示24个前围测评点，评估防火墙侵入量的变化情况。表1和图8分别显示：改进后防火墙侵入量明显减小，尤其是驾驶员脚部关键位置，降低幅度明显。

表1 防火墙侵入量的变化量

通过图9仪表板横梁的测评点的位移曲线亦可以看出，改进后最大后移量由改进前60 mm降至45 mm，满足设计目标要求。

4 结论

通过以上分析与研究，得出以下结论：

（1）50 km/h刚性壁障正面100%重叠碰撞和56 km/h可变形壁障40%偏置碰撞仿真结果与试验一致相关性较好，验证了整车有限元模型的正确性和可靠性，也证明了分析方法的正确性。

（2）通过降低前围防火墙侵入量提升偏置碰撞性能是结构改进的一个重要考虑环节。仅靠优化前端结构是不够的，还需对车身其他结构（包括A柱、门槛梁和地板梁系等）进行系统的改进和优化。

（3）基于CAE仿真技术进行车身结构优化，可以在短时间内快速实现对多方案的性能评价，同时对于改善安全性能，是一种行之有效的办法。与试验相比，通过仿真结果更容易发现结构的问题所在，从而找到最佳改进措施，节约成本。

［1］朱西产.汽车正面碰撞试验法规及其发展趋势的分析［J］.汽车工程，2002，（1）.

［2］王珏.韩忠浩.轿车正面碰撞仿真与结构改进［J］.太原科技，2009，（5）.

篇5：偏置电路设计

基于滚动信息反馈的偏置动量卫星滚动/偏航回路姿态控制器设计

以偏置动量卫星为背景,针对滚动/偏航回路的姿态控制,采用频率分离法分析设计了基于滚动信息反馈的控制器,并给出控制参数的合理选取范围.卫星俯仰回路采用常用的偏置动量轮控制,其滚动/偏航轴上各安装一个反作用飞轮以完成姿态控制.同时,卫星三轴配置磁力矩器以实现动量轮/反作用飞轮的角动量卸载.最后进行了数学仿真,结果表明,卫星滚动/偏航轴的姿态指向控制的精度和稳定度分别达到0.05°和0.001(°)/s,验证了所设计的控制规律的`可行性以及控制参数分析的合理性,具有一定的理论意义和工程应用价值.

作 者：李传江 马广富 宋斌 Li Chuanjiang Ma Guangfu Song Bin  作者单位：哈尔滨工业大学控制科学与工程系,哈尔滨,150001 刊 名：航天控制  ISTIC PKU英文刊名：AEROSPACE CONTROL 年，卷(期)： 24(3) 分类号：V4 关键词：偏置动量卫星   姿态控制   频率分离法  

篇6：偏置电路设计

基于MSC.Nastran优化梁元偏置的分析

在有限元结构设计分析中,对梁的受力形式以及在空间放置方式等的理解直接影响整个分析计算结果.文中将加筋板离散为板元和梁元,用大型通用有限元商业软件MSC.Nastran的SOL200优化了梁元考虑偏心和不偏心的4种工况,其结果满足位移和应力约束.对几种工况中优化后的.加强筋的不同尺寸,表明存在巨大差异,且符合真实物理模型的有限元模型,即带梁元偏心的情况质量达到了最轻.将优化结果参数用于原模型,用MSC.Marc进行了模态分析,并比较了前三阶模态.最后,得出了结论,如设计中不考虑梁元偏心,会给梁元尺寸的优化结果带来极大的误差,并对刚度的影响也不可忽略.考虑梁元偏置的加筋板不仅具有最小质量,而且具有广泛的实用价值.

作 者：邱菊 孙秦 QIU Ju SUN Qin  作者单位：西北工业大学,航空学院,陕西,西安,710072 刊 名：飞机设计 英文刊名：AIRCRAFT DESIGN 年，卷(期)： 28(3) 分类号：V214 关键词：有限元   偏心梁   加筋板   优化分析   模态分析