转子直流电阻

转子直流电阻（精选九篇）

转子直流电阻 篇1

某发电公司2号机组是国内首批通过打捆招标方式引进GE公司9F级重型燃气轮机, 为燃气-蒸汽联合循环机组。其中发电机为GE公司390H型, 额定容量397.8 MW, 电压19 k V, 电流14 221 A, 励磁电压709 V, 励磁电流1 904 A, 功率因数0.85, GE公司韩国斗山工厂制造。上次A级检修结束时间为2011年1月21日。2013年2月进行C级检修, 上次A级检修至本次C级检修, 机组运行小时数为8 700 h。机组在运行期间状态良好, 未发生异常现象。

1 发电机转子直流电阻异常数据

2013年2月4日, 电气试验人员对2号发电机转子进行了直流电阻测量, 发现转子转动至不同角度时的直流电阻数据异常。测试时:发电机转子励磁机端内侧集电环为正极;以正极集电环导电螺钉向上且垂直于地面为0º (360º) 位置;轴向面对发电机转子集电环顺时针转动至各角度并进行测量;测量仪器:3391直流电阻测试仪 (双臂电桥) ;测量环境, 转子在膛外水平放置, 室温22℃;测量电流接入部位及电压测量部位:发电机转子正、负集电环。数据如表1所示。

GE公司提供的2号发电机转子交接时的直流电阻数据为273.6 mΩ, 温度为31℃, 换算到75℃时为318.86 mΩ。根据《电力设备预防性试验规程》发电机转子直流电阻“与初次 (交接或大修) 所测结果比较, 其差别一般不大于2%”;表1的数据与交接试验数据相比, 都超出了2%的标准。根据表1所示测量数据变化特点, 初步怀疑, 发电机转子内部存在不稳定的连接松动现象。2月6日打开发电机转子励磁机侧中心孔进行第二次测量, 测量时对集电环导电螺钉进行敲击, 并记录敲击前后数据。数据如表2所示。

由表2数据可知, 正、负集电环与中心孔导体之间的电阻在敲击后发生明显变化;说明集电环导电螺钉与中心孔导体存在接触不良现象。同时发电机转子转动至不同角度时, 绕组电阻也发生明显变化, 说明发电机转子中心孔导体与绕组内部也存在接触不良或连接部位松动现象。

2 390H型发电机转子励磁机侧结构

发电机转子电流由集电环正极导电螺钉经中心孔导体, 通过导电杆螺钉, 经转子绕组后, 按同样路径由集电环负极引出。集电环导电螺钉与中心孔导体采用螺纹连接。导电杆螺钉与中心孔导体采用插拔式结构, 导电杆螺钉通过软铜片与转子绕组焊接。红色部分为导电杆螺钉本体, 灰色部分为导电杆螺钉压紧螺母, 绿色部分为绝缘垫圈, 蓝色部分为中心孔导体;导电杆螺钉与中心孔导体之间有一圈镀银弹性导电连接片。

3 现场处理情况

3月12日由哈尔滨电机厂派人来现场进行2号发电机检修工作。同时根据现场发电机故障情况确定了具体工作范围和工作量。检修方案为:发电机转子现场解体, 拆除励侧大护环, 对导电杆螺钉松动情况进行检查, 更换导电杆螺钉。在现场检修过程中发现, 2号发电机护环下导电杆螺钉 (正极) 松动情况比较严重, 压紧螺母与转子本体螺纹咬死, 无法正常拆除。哈尔滨电机厂检修人员认为螺纹咬死情况在运行中不会发生, 只能是安装过程中螺纹未清理干净, 强行拧入造成螺纹损坏;而且因螺纹咬死, 很可能造成到达制造工艺要求的紧固力矩时, 压紧螺母并没有真正压紧导电螺钉。考虑到压紧螺母破拆时产生大量金属碎屑, 哈尔滨电机厂检修人员在破拆压紧螺母后, 又拆除了转子中心孔导体并进行清理。清理后开始回装, 更换了导电杆螺钉, 并完成转子本体的所有装复工作, 经试验合格。

4 结语

针对GE公司390H型发电机存在的问题及2号发电机现场检修情况, 现提出以下防范措施:

直流电桥测电阻实验报告 篇2

一、实验目的 （1）了解单电桥测量电阻的原理，利用此原理测量电阻以及铜丝电阻的温度系数。

（2）通过处理实验所得数据，学习作图法与直线拟合法。

（3）利用电阻与温度关系，构造非平衡互易桥组装数字温度计，并学习其应用分析设计方法。

二、实验原理 （1）惠斯通电桥测量电阻（1-1）电桥原理：

当桥路检流计中无电流通过时，表示电桥已经达到平衡，此时有 Rx/R2 = R/R1，即 Rx =(R2/R1)*R。其中将(R2/R1)记为比率臂 C，则被测电阻可表示为 Rx=C*R。

（1-2）实际单电桥电路

在实际操作中，通过调节开关 c 位置，改变比率臂 C；通过调节 R 中的滑动变阻器，改变 R。调节二者至桥路检流计中无电流通过，已获得被测电阻阻值。

（2）双电桥测低电阻（2-1）当单电桥测量电阻阻值较低时，由于侧臂引线和接点处存在电阻，约为 10^-2~10^-4Ω量级，故当被测电阻很小时，会产生较大误差。故对单电桥电路进行改进，被测电阻与测

量盘均使用四段接法：，同时增设两个臂 R1“和 R2”。

（2-2）电路分析：

由电路图知：

① I3*Rx + I2*R2’ = I1*R2 ② I3*R + I2*R1’ = I1*R1 ③ I2*(R2’+R1’)=(I3=I2)*r 综合上式可知：

  “ 1” 212“ 2 ” 1“* 121RRRRRr R Rr RRRRx 利用电桥结构设计，可满足 ” 1“ 212RRRR，同时减小 r，可是 Rx 仍满足 Rx =(R2/R1)*R，即Rx=C*R。

（3）铜丝的电阻温度特性及数字温度计设计（3-1）铜丝的电阻温度特性 ∵一般金属电阻均有：Rt = R0(1+αR*t)，且纯铜αR 变化小 ∴αR =(Rt-R0)/(R0*t)（3-2）数字温度计设计（3-2-1）非平衡电桥

将检流计 G 换为对其两端电压的测量，满足：

Rt RRtR RREt2 1U。

（3-2-2）互易桥 在非平衡电桥基础上，将电源与检流计位置互换，同时将 G 换为 mV，满足：(1):Rt RRR RREt2 11U。

（3-2-3）线性化设计（目标：(0):Ut = 1/10 *t mV）

[1]设，t=0℃时，U0 = 0mV，且 R = R0/C，Rt = R0(1+αR*t)，将以上条件带入(1)式并化简，满足：(2):tCR CCRt CE Ut*111*)1(2 [2]由于 C=0.01 << 1，αR ~ 10^-3℃-1，对(2)式泰勒展开得：(3): UCRt CE Ut   t *)1(2，其中32)1()t(-ECR CU  为非线性误差项。

[3]忽略误差项后，使(0)与(3)完全相等，可得(4):R CCE 10)1(2

[4]根据上式调节参数 C、R、E，即可达到线性化目的：Ut = 1/10 *t +ΔU mV。

三、实验仪器 （1）惠斯通电桥：比率臂，测量臂，端钮（X1、X2、B+、B-），检流计，按键。

（2）铜丝电阻温度系数：铂电阻温度计，控制仪，环形电加热器，搅拌磁子，惠斯通电桥，直流稳压电源 DC5V。

（3）数字温度计：工作电源（数字调压器，直流稳压电源 DC5V）。

四、实验任务及实验步骤 1、惠斯通电桥测电阻（1）熟悉电桥结构，调整检流计零位（2）测量被测电阻标称值（3）选定比率 C 并预设测量盘 R（4）调整电桥至平衡，读数 C、R（5）改变 R 值 R ，记录检流计指针偏转值 d 

（6）根据公式计算 Rx，电桥灵敏度，并估计实验误差 2、单电桥测铜丝的温度系数（1）测量起始水温及铜丝电阻值（2）提升温度，测量该温度下的电阻值，记录数据（3）进行直线拟合 3、铜电阻数字温度计的设计组装及校验（1）将电路改装为单电桥（2）设置参数 C、R、E（3）间隔 4~5 摄氏度测量 Ut 与 t 五至六次（4）进行直线拟合五、数据处理

1、惠斯通电桥测电阻 （1）实验数据处理及其计算：

标称值 200Ω 1KΩ 11KΩ 120Ω 360KΩ 万用表粗测值

197.06Ω 955.5Ω 10.914KΩ 118.64Ω 360.6KΩ 比率臂读数 C

0.1 0.1 10 0.1 100 准确度等级指数α

0.2 0.2 0.5 0.2 0.5

平衡时测量盘读数 R

1979 9875 1098 1192 3606平衡后将检流计调偏Δd2 2 2 2 与Δd 对应的测量盘的示值变化ΔR/Ω50 5 3 300 测量值 CR（Ω）

197.9 987.5 1.098*10^4 119.2 3.606*10^5 |Elim|=(α%)(CR+500C)（Ω）

0.4958 2.075 79.9 0.3384 2053 Δs=0.2C ΔR / Δd（Ω）

0.05 0.5 5 0.03 3000 ΔRx=s2 2lim E（Ω）

0.5 2.1 0.008*10^4 0.3 0.036*10^5 Rx=CR±ΔRx（Ω）

197.9±0.5 987.5±2.1 1.098*10^4±0.008*10^4 119.2±0.3 3.606*10^5±0.036*10^5

（2）误差分析：

在使用惠斯通电桥进行测量时，由于电桥测量盘只有四位有效数字，其所能改变的最小阻值为 CΩ。其所能改变的最小阻值占总阻值之比为：C/Rx = C/CR = 1/R（R：平衡时测量盘读数），故当 R 较小时，会出现无论如何调整表盘，检流计指针均会出现偏转的现象。此时，只能取偏转的现象最微弱时的读数，故会出现误差。

2、单电桥测铜丝的温度系数（1）实验数据 温度 22.59 28.85 34.15 38.95 43.94 48.95 53.91 58.66 64.72 70.57 74.06 比率臂 C 0.01 0.01 0.01 0.01 0.01 0.01 0.01 0.01 0.01 0.01 0.01 R 读数 1690 1734 1770 1803 1835 1868 1899 1934 1974 2016 2040 测量值Rt（Ω）

16.90 17.34 17.70 18.03 18.35 18.68 18.99 19.34 19.74 20.16 20.40

（2）直线拟合结果

05101520250 10 20 30 40 50 60 70 80测量值RT（Ω）

温度（℃）

铜丝电阻-温度变化图像

其中：R=0.067778t + 15.36542，斜率 a = 0.067778，截距 b = 15.36542，相关系数 r = 0.999865，得αR = 0.00441.℃-1

（3）作图法计算αR 及分析

3、铜电阻数字温度计的设计组装及校验（0）电路参数的计算与设置 C=0.01，αR = 0.00441.℃-1

=》 R = R0/C = 截距 b/C = 1536Ω，2.313V =10)1(2R CCE

（1）实验数据 电压 Ut（mV）

4.25 4.68 4.96 5.36 5.70 5.93 温度 t（℃）

42.22 46.49 49.42 53.42 56.5 58.88

（2）直线拟合结果：

其中：

斜率 0.101042749 截距-0.022175142 相关系数 0.999848262

Ut = 0.101t-0.022，基本符合数字温度计的设计要求。

（3）误差分析 [1] 在线性化设计时，非线性误差项32)1()t(-ECR CU ，实验中温度的测量范围为 40℃~60℃，故取 t = 50℃，计算得ΔU =-1.09*10^-5。而最小二乘法拟合数据可知，ΔU =-0.022，大于理论值。

[2] 在实验中，我的操作一直是先观察温度计至温度较为稳定时，再进行电压测量。由于调整测量档位以及等待电压示数稳定需要时间，在此过程中，电阻仍在缓慢加热，实际测量到的电压所对应的温度略高于先前记录的温度。故而电压的测量值整体偏高，使得|ΔU|、斜率 a 变大，才能使所得数据拟合。

[3] 在进行实验（2）与实验（3）时，中途需要换水。这会使烧杯中加热铜丝的水的体积不同，进而使铜丝浸泡在水中的比例不同。这会造成一下两点影响：①若铜丝未完全浸泡在水中，其升温时接收到了水和空气两方面的热量，当其到达某一数值时，铜丝水中部分已达到该温度，但暴露在空气中的部分可能未能及时到达，使温度的测量造成误差。②水量不同，0123456740 42 44 46 48 50 52 54 56 58 60电压Ut（mV）

温度t（℃）

铜丝电压-温度变化图像

加热时需要的热量不同，加热时间不同，水量多时会造成浪费。所以，综上①②，烧杯中的水应当两次体积基本相同，且均没过铜丝。

六、实验小结 （1）实验出现问题时应注意，从最基本的参数设置方面进行调错。在进行实验（3）时，由于 C 值的错选，一直未能测量出理想实验结果。但是，我没有及时检查电桥的参数设置，而是将输入电源反复重启，进行重复测量。最后才核对了电桥的参数，进行调整，但同时浪费了实验时间。

（2）在测量多组数据求直线拟合关系时，应适当多测量数据，以减少测量误差的影响。但是在此过程中，应该注意测量范围，如本次实验的铜丝温度，不可过高，超过其线性变化的区域。

（3）在分析实验误差时，可从实验的操作步骤或顺序中考虑，在分析实验（3）线性拟合的误差时，我考虑了我做实验时记录数据的顺序，发现其可能影响后续直线拟合的结果。

（4）在数字温度计的设计过程中，利用了线性化的思想，且在适当条件下对小量进行放缩以便达到设计目的，这一思想在后续实验中很有参考意义。

七、思考题

预习思考题 1、（1）组成部分：电源，桥路检流计，三个标准电阻，一个被测电阻（2）平衡条件：

U1=U2 =》 E*Rt/(R+Rt)= E*R2/(R1+R2)=》 R1*Rt = R2*R 2、预先估计测量范围，便于选择合适的 C 值并将 CR 预先调整至接近Rx 的大小，防止因检流计示数过大，而造成损毁。

3、采用跃按方式使用。在将电桥的比率臂 C 和测量盘电阻 R 调至合适位置后，先按住 B 键，然后迅速点按 G 键，快速观察检流计指针，抬起 B、G 键。

4、选择合适的电桥比率臂，使得测量盘示数 R 的数值在合适的范围内，满足 1000<= R <= 9999。

选择测量臂时需满足：1000<= R 粗测值 /C <= 9999。

5、① ②

交换后的电路为：

当其平衡时：U1=U2，则 E*R/(R1+R)= E*Rt/(R2+Rt)，仍满足 R1*Rt = R2*R。理论上仍可以测量电阻，无影响。

课后思考题 1、①在使用单电桥进行电阻测量时，利用公式 Rt =(R2/R1)*R 进行计算，实验所得结果受比率臂和测量盘电阻准确度影响。

而伏安法测量电阻时，需要考虑电源电压以及电流表电压表内阻，而这些内阻数据均在实验过程中很难得到，所以甲乙何种电路连接方法，电压表分流或电流表分压的影响均无法忽略，且该方法测量时还会受到电源电压的限制。而单电桥中 C 与 R 的数值可直接读取，只要仪器本身无问题，所得数据基本不会产生过大误差，且电源电压对测量值无影响，减少了影响实验的因素。

②由于平衡桥测量时，只需将电路调整至平衡状态，即检流计不转动的状态，所以检流计的准确度对实验没有影响。

2、

微安表的内阻一般在几千欧姆的量级。假设其量程为 IμA（得到微安表时即可通过表盘读取），内阻为 RΩ（在后续估计选择电源电压和比率臂 C 过程中，可带入某一数值，便于计算），则其两端可承受的最大电压为 IR V。

设实验中选择的电源电压为 E V，则在需要比率臂 C 时，同时要考虑所串联的 R2 对微安表的分压。由电路图计算可知，C=1 时，R21 = 500.01Ω；C=10 时，R22 = 909.11Ω；C=100时，R23 = 990.12Ω；C=1000 时，R24 = 999.021Ω。实验时，由于需要通过观察检流计指针是否摆动来观察电桥是否平衡，故电源电压不可过小，所以可先选择 C=100（不选择 C=1000，是因为此时测量盘读数大概率只有一位，测量精度过于不准确）。通过 E*R/(R23+R)<= IR，估计电源电压数值，进行测量。之后根据所得微安表内阻值决定是否减小 C，以增加测量精度，继续测量。

② ①

3、将电感线圈接入电路或从电路中断开时会产生冲击电流。

所以在将线圈接入电路时，先打开 B 电源开关，待电路稳定后，再打开检流计 G。将线圈断开时，先断开检流计 G 再断开 B 电源开关。这样做保证当电路会产生冲击电流时，检流计未被接入电路，避免损伤电流计。

4、分析：

①当单电桥测量电阻时，由于侧臂引线和接点处存在电阻 r（约为 10^-2~10^-4Ω量级），实际所得结果为 Rx+r。对于单电桥，无论被测阻值多少，虽然绝对误差基本不变，但是当被测电阻阻值与 10^-2~10^-4Ω相当时，会产生较大相对误差。故对单电桥电路进行改进，在双电桥中被测电阻与测量盘均使用四段接法：，同时增设两个臂 R1”和R2“。

②电路分析：

由电路图知：

  ” 1“ 212” 2 “ 1”* 121RRRRRr R Rr RRRRx，在电桥设计时，使其 “ 1” 212RRRR，减小了 r 的影响。

通过以上的设计，虽然连接处电阻基本不变，但是降低了侧臂引线、接点处及导线电阻对被测电阻的影响，当 Rx 较小时，其所产生的相对误差不会过大。所以双电桥更适合测量低值电阻。

5、[1] 将电路断开，观察检流计指针是否指零，若有所偏离，则可调节检流计上的旋钮，使之指零。

[2] 如果检流计本身无问题：

变压器绕组直流电阻的故障分析 篇3

【关键词】变压器；直流电阻；绕组

前言

测量变压器绕组的直流电阻是一个很重要的项目。在《规程》中其次序排在变压器试验项目中的第二位。是变压器在交接、大修和改变分接开关后必不可少的试验项目。本文以08年我局春检试验中，南岗变1#变压器直流电阻的异常数据为例，进行了分析和判断。及时将缺陷二次绕组引出线松动缺陷进行了处理，从而避免了重大事故的发生。下面介绍了具体分析判断的方法和经过。

1、故障案例

2008年9月23日，66kV南岗变电站1#主变二次侧直流电阻异常。排除人为因素及外界干扰后利用多台仪器测试二次直流电阻仍超标（不平衡度达1.71%），经综合分析确认该变压器二次侧存在故障，并成功消缺。试验数据如下：

2、故障分析与处理

2.1故障部位初步判断

該变压器10kV侧绕组为角型连接，由于a相绕组的尾端焊接在C相引线上，因而由线电阻换算的线电阻Ra应为a相引线处至c相引线处的R值；Rb是a相引线处至b相引线处的R值；Rc是c相引线处至b相引线处的R值。（见图一）

从上面算式可见如故障点在f点以下时即绕组内部时会引起Rx的变化，进而导致Rx’变化，但其他两相不变化。例如故障点在a绕组会导致Ra的变化从算式①可见Ra’会随着Ra的变化而变化，而Rb’、Rc’不会变化。

而当故障点在F点及以上时会引起附加电阻fx的变化，进而导致和fx相关的两相直流电阻变化。例如，a相f点以上接触不良，会导致fa变大，从算式①可见和fa两相相关的Ra’、Rb’都会增加。

而此次故障变压器二次绕组直流电阻表征为a、b两相直流电阻偏大，c相偏低。从上面叙述可知会引起这种的部位存在四种可能，即：

4.第一种和第二种同时发生。

2.2故障类型排除

在发现变压器10kV侧直流电阻异常后我们查阅了历年该变压器的色谱分析未见异常，该变压器变比也未见变化，说明该变压器绕组短路及断股情况的可能性比较小，即1、2、4种可能性较小。同时从历年试验数据中可以看出该变压器10kV侧不平衡度从2002年至2008年逐年增加且a、c两相增长变化较为一致，若是由于两相绕组断股引起的直流电阻增加则a、c两相增长很难保持一致。而第三种情况则符合这种变化规律，即当fa变化导致Ra’、Rb’增大，且幅度相似接近fa（见算式①）。

通过综合分析，排除第1、2、4种故障位置，我们认为第三种故障类型是符合试验规律将故障点确定在a相绕组公共连接部分（图一虚框部分）。

同时经过分析我们认为10kVa相绕组引出线与导电杆的连接部分接触不良导致直流电阻增大的可能性较大，因为该处为螺栓连接可能松动，在常年变压器运行震动的影响下这种情况可能会加剧，最终导致直流电阻超标。因此将故障检修位置初步确定在该点。

2.3检修处理

现场将10kV侧观察窗打开发现a相绕组引出线与导电杆连接部分螺栓已明显松动，经现场处理后测量直流电阻恢复正常。

3、结束语

通过直流电阻测试，准确的确诊了低压侧绕组接触不良故障，防止了故障的恶化，防止了一起潜在事故的发生。从而可见变压器直流电阻测试在预防性试验中是检测变压器一个重要的试验项目，对保证变压器的安全运行具有重要意义。

参考文献

[1]陈化刚.电力预防性试验

[2]电力预防性试验规程（DL/T 596-1996）

[3]柳泽荣.变压器有载分接开关

[4]陈家斌.电力设备故障检测诊断方法及实例

变压器直流电阻测量 篇4

变压器是输送电能的重要设备之一, 变压器的质量和可靠性能直接关系到安全可靠的输送电力。所以在制造、出厂及日常维护的过程当中我们应当保持高度警惕, 保证其处于正常运行状态。绕组直流电阻测量按照GB 1094.1-1996《电力变压器第一部分总则》的规定属于变压器的例行试验, 所以每一台变压器在制造过程中、制造完成后及日常的维护过程中, 都要进行绕组直流电阻的测量。

1 测量变压器直流电阻的目的及方法

1.1 测量变压器直流电阻的目的

变压器绕组直流电阻测试是变压器出厂及预防性试验的主要项目之一, 通过该项试验可以检查绕组导线连接处的焊接或机械连接是否良好, 有无焊接或焊接不良的现象, 引线与套管、引线与分接开关的连接是否良好, 导线的规格电阻率是否符合要求, 引线与引线的焊接或机械连接是否良好以及各相绕组的电阻是否平衡等。

1.2 变压器直流电阻的测量方法

一种是采用电桥平衡的原理来测量直流电阻的方法即平衡电桥法, 常用的平衡电桥有单臂和双臂电桥两种。另一种方法是在被测电阻中通以直流电流, 测量该电阻上的电压降, 再根据欧姆定律即可算出被测电阻值, 此方法就是电流、电压表法, 又被称电压降法。值得注意的是由于电流表和电压表的内阻对测量结果会产生影响, 所以它们被接入测量电路的方式应慎重考虑。

1.3 测量变压器绕组直流电阻的标准

对于容量在1600k VA及以下的变压器直流电阻快速测试仪, 相间差别一般不大于三相平均值的4%, 线间差别一般不大于三相平均值的2%, 与以前相同部位测得值比较, 其变化不应大于2%。

对于容量在1600k VA以上变压器, 各相绕组电阻相互间的差别不应大于三相平均值的2%, 无中性点引出线的绕组, 线间差别不应大于三相平均值的1%。

2 实例分析

某高试班在对220k V主变进行预防性试验时, 发现其变中直流电阻超标。主变中B相直阻偏大, 引起不平衡率大于2%《电力设备预防性试验规程》规定“1600k VA以上变压器, 各相绕组电阻相互间的差别不应大于三相平均值的2%, 无中性点引出的绕组, 线间差别不应大于三相平均值的1%”。为排除接线掌接触不牢靠的影响, 高试班试验人员将接线掌拆除, 再次进行试验, 试验结果依然不符合规程, 怀疑B相套管“将军帽”内部出现接触不良故障。根据现场实测结果, 高试班与检修人员进行沟通, 由检修人员协助处理缺陷, 检修人员到达现场后, 将B相套管“将军帽”上导电接头拆下, 发现有明显黑色放电痕迹, 拆除“将军帽”上端导电接头后, 试验人员再次进行直阻试验, 三相不平衡率1.36%已经满足预试规程规定的“小于2%”, 试验已合格。但不平衡率依然较大, 怀疑为“将军帽”上端螺纹接触不够紧密, 由表面氧化照成。检修人员对“将军帽”上放电痕迹及螺纹表面氧化物处理完毕之后, 还原套管“将军帽”, 试验人员最后对处理结果进行试验确认。试验结果满足预试规程, 且测试数据显现设备状态良好。

3 测量变压器直流电阻的注意事项

影响测量变压器直流电阻结果的因素非常多, 除了需考虑测量表计、引线、温度、接触情况和稳定时间等因素外, 还需注意以下事项: (1) 为了避免因电流引起的绕组发热带来测量误差, 因此在测量直流电阻时, 所用的电流应取2%-10%额定电流, 不要大于20%额定电流。 (2) 当变压器直流回路中有电流时, 由于变压器铁心磁场中有能量存在, 此时回路断开可能会产生高电压危及到人身及仪器安全, 因此需要接放电回路, 使电流在电阻上的损耗逐渐降低, 等到电流很小的时候再断开回路。值得注意的是虽然在成套的测试仪器中均装设有放电回路, 还需考虑到相应的放电指示, 当在电流变得很小时, 再根据放电的指示断开回路。由于电源断开时回路仍有电流, 随后逐渐衰减。放电回路中的电阻R越大, 电阻R上消耗的功率就越多, 放电的时间也就越短, 但是放电回路两端的电压IR就越高, 因此放电回路中电阻R的选择既要控制放电电压值的安全, 又要使放电的时间尽量短。 (3) 由于无励磁分接开关改变分接时将在触头间产生电弧, 引起油的分解, 并形成可燃性气体和碳, 使变压器油质变坏, 因此在测量变压器直流电阻时, 不得切换无励磁分接开关来改变分接。注意:决不允许在安装现场无油时使用分接开关改变变压器的分接。因为变压器油箱中的油放出后, 在变压器器身周围有变压器油的气体, 其闪点是比较低的, 在有直流电流下改变分接时, 产生的电弧或火花, 会引起变压器油气体点燃, 发生火灾, 烧毁变压器。

摘要：文章从介绍了变压器直流电阻测试目的、方法出发, 进行了实例分析, 总结了测量变压器直流电阻的注意事项。希望对相关工作提供参考。

关键词：变压器,直流电阻,电流

参考文献

[1]李柱峰.测量变压器绕组直流电阻中发现问题的分析和处理[J].制造业自动化, 2010, 4.

[2]沈阳变压器厂.变压器试验 (修订本) [Z].

转子直流电阻 篇5

为了应对能源危机和环境恶化, 世界各国正积极地推动可再生能源的开发和利用, 其中风力发电已成为科研人员和商业企业关注的焦点。这是因为风能是一种可靠的、无限的、可再生的电力供应源。

然而, 大规模风电接入电网却给电网运行带来了较大的挑战, 即要想大规模的风电接入电网运行, 风电机组应保证具备故障穿越能力, 甚至在故障切除后向电网提供无功, 从而支持电网电压恢复的能力[1,2]。事实上, 所有结构的风电机组都存在故障穿越的问题, 但由于双馈机组 (DFIG) 定子绕组直接与电网相连, 使其对电网扰动, 尤其是电压跌落最敏感, 因此DFIG的故障穿越能力的提高也最具挑战性。通常情况, 电网电压突降将导致转子过电流, 其幅值可达额定值的5~10倍[3]。这主要是因为, 当电网电压跌落时, 在DFIG的定子绕组中产生过电流, 由于定转子之间的磁耦合, 同样在转子绕组和变换器中流过较大的电流, 从而造成变换器的损坏。

因此, 如何进一步提高DFIG的故障穿越能力以满足日益严格的电网规程要求, 已成为当前研究的热点问题。主动的故障穿越技术主要有基于传统矢量控制技术改进的方案[4,5,6]、基于直接功率控制的方案[7,8]、基于可靠控制技术的H∞和μ分析方法设计的全新的鲁棒控制器[9]以及非线性控制[10]。

然而, 上述主动控制策略仅能满足电网电压跌落程度较轻情况下的机组故障穿越要求。对于电压跌落较严重的情况, 由于转子侧自身能力的限制, 不能提供足够的控制电压去限制转子故障电流[10]。因此, 必须求助于被动的故障穿越技术来加强双馈风电机组的故障穿越能力。

目前, 最常用的一种被动故障穿越技术是撬棒保护技术。起初, 撬棒保护技术仅仅是通过“晶闸管短路器”短路DFIG的转子绕组来保护机组本身, 此时机组需跳闸, 脱离电网。然而, 对于接入大规模风电机组的电网而言, 在电网电压故障时, 大量风电机组的跳闸将危及电力系统的安全运行。作为改进, 一组旁路电阻即撬棒电路, 被接入转子电路, 以限制转子过电流。这种方法能够保证机组不间断并网运行, 满足现代电网对风电机组故障穿越能力的要求[11,12,13,14,15]。

然而, 撬棒技术面临的最大问题是撬棒投入后, 转子侧变换器被封锁, DFIG处于失控的状态。有不同的途径[13,14,15]可以减少撬棒的投入时间, 从而减少DFIG的失控时间, 如通过改善其控制策略、提高旁路电阻的值等, 但终究没有摆脱撬棒保护电路。

因此, 本文建议采用一种可代替的方法即转子串电阻RSDR (Rotor Series Damping Resistor) [10]的方案来彻底解决该问题。由于文献[10]并未详细阐述转子串电阻保护的相关信息, 故本文详细分析了转子串联电阻保护的理论依据, 给出了限流电阻下限的确定方法, 通过仿真进一步研究了不同限流电阻对机组瞬态特性的影响, 为选择合适的限流电阻范围提供参考, 并仿真比较了撬棒电路和转子串电阻的差别。最后, 提出了转子串联电阻和直流侧卸荷电路协调控制的故障穿越方案, 并基于PSCAD/EMTDC专业仿真软件, 验证了所提方案的有效性。

1 系统描述

尽管双馈风电机组对电网电压故障较其他机型更敏感, 但由于其具有诸多优点[16], 尤其是在大功率机组上, 仍然是最受欢迎的风力发电结构之一。如图1所示, 系统主要由风轮、齿轮箱、DFIG、背靠背连接的转子侧变换器RSC (Rotor Side Converter) 和网侧变换器GSC (Grid Side Converter) 以及变换器保护电路等组成。其中, 电机的定子绕组与电网直接相连, 转子绕组通过背靠背变换器接入电网, 以实现机组四象限变速运行。

变换器的控制主要采用传统的矢量控制方法, 在正常电网条件下, 其能够实现有功和无功功率的解耦控制, 控制性能优良。通常, 网侧变换器的控制目标是确保直流侧电压稳定, 而转子侧变换器则负责有功和无功功率控制。变换器保护电路是确保电网电压故障情况下, 变换器不至于被过电流和过电压破坏。

2 转子串电阻技术分析及其控制

2.1 转子串电阻技术理论依据

为了理解DFIG转子绕组串电阻对转子电流的影响, 首先需要分析转子动态数学模型。采用电动机惯例, 全部参数折算到定子侧, 利用空间矢量的方法, DFIG在dq同步旋转坐标系下的数学模型如下所示[10]:

其中, u、i、ψ、R、L、ωs、ωr分别为电压、电流、磁通、电阻、电感、同步角频率和转子角频率;下标s、r、m分别代表定子量、转子量和互感。

根据式 (1) — (4) , 转子动态数学模型如下:

其中, E为同步旋转坐标系下在转子绕组中感应的反电动势;Lrσ、Rrσ分别为转子瞬态电感和电阻。

从式 (8) 可以看出, 只要改变转子回路电阻, 就可改变转子瞬态电阻, 从而抑制转子故障电流幅值, 加快直流分量的衰减。正是基于这一基本原理, 建议采用转子串电阻来改善DFIG在电网电压故障情况下的转子电流动态响应。

2.2 转子串联电阻模型

按照上文分析, 如图1所示, 在转子绕组和变换器之间串入一组电阻以限制电网电压跌落期间转子绕组流过的故障电流和过电压。其主要由电阻和旁路开关组成, 等效模型如图2所示。在正常的电网条件下, 旁路开关处于闭合状态, 衰减电阻被旁路, 转子电流流经路径1, 即转子电流不流过衰减电阻。当DFIG遭受电网电压跌落时, 旁路开关打开, 电阻RRSDR被串入转子绕组, 转子电流从路径2流过, 流经衰减电阻。按照式 (8) , 在电网故障期间转子串电阻保护启动后, 等效的转子瞬态电阻变为:

显然, 转子瞬态电阻增加, 从而限制了转子绕组中的过电流, 同时也能够改善DFIG电磁转矩振荡和其瞬态响应。

2.3 转子串联电阻值范围确定

目前, 转子串电阻保护阻值的确定仍没有详细的报道, 完全可以借鉴撬棒保护电路旁路电阻值范围确定的方法, 即其阻值同样需要足够大以确保转子故障电流在规定的范围内, 同时转子电压也不能超过变换器的限值。

首先, 要分析和估算电压故障期间转子电流的最大值。已有文献从不同的侧面分析了DFIG故障期间转子电流动态特性[16,17,18], 并给出了近似的转子电流最大值的表达式。下面仅简单地阐述。

利用式 (3) 和式 (4) , 可以分别得出定子和转子电流的表达式:

考虑到Ls=Lls+Lm, Lr=Llr+Lm, 其中Lls、Llr分别为定、转子漏感, 且Lm>>Lls和Lm>>Llr, 上述两式可以分别简化为:

根据式 (12) 和式 (13) , 可以得出:

借鉴文献[18]中关于撬棒保护电路旁路电阻值的确定, 当衰减电阻串入转子绕组且忽略定转子绕组电阻时, DFIG在机端短路时的定子最大电流Is_max可近似表示为:

其中, Xs为电机定子瞬时电抗;Us为电机定子电压有效值。

按照式 (14) , 也可以近似认为短路故障时DFIG的最大转子电流与定子最大短路电流一致。

按照上述电阻值应满足的条件, 其要限制转子故障电流在安全范围内, 即短路故障时的最大转子电流Ir_max必须满足下式:

其中, Ir_lim为转子电流的安全限值。

根据式 (15) 和式 (16) , 可求得所需电阻的最小值为:

同时, 要求转子电压不能超过转子侧变换器允许的最大安全电压限值Ulim_RSC, 即:

2.4 转子串电阻保护与撬棒保护对比分析

与转子侧撬棒保护电路相比, 转子串电阻保护投入后不需要封锁转子侧变换器, DFIG仍在控制之中, 因此, 转子串电阻保护的投入和退出对系统负面影响较小, 同时也有利于在故障期间采用其他主动故障穿越技术一起改善双馈风电机组的故障穿越能力。

基于电力系统专业仿真软件PSCAD/EMTDC, 对比分析了转子串电阻保护和撬棒保护改善机组故障穿越性能的能力。为了具有可比性, 在仿真中撬棒保护电路和转子串电阻保护控制策略均采用定时器方式。仿真条件为:机组运行在额定工况附近, 电压在10 s时从100%UN跌落至20%UN, 持续625 ms, 撬棒旁路电阻和转子串电阻阻值一样。电机参数为:额定容量PN=2 MW, 额定电压UN=690 V, f=50 Hz, Rs=0.004 88 p.u., Lls=0.138 6 p.u., Rr=0.005 49 p.u., Llr=0.149 3 p.u., Lm=3.9 p.u., 惯性时间常数H=3.5 s, 匝间比为0.45。

图3给出了上述2种保护方案下DFIG转子电流、网侧有功和无功功率、角速度以及电磁转矩 (均为标幺值, 后同) 的波形。从图中可以看出, 尽管使用电阻值相同, 但由于2种保护方案接入转子绕组的方式不同, 导致DFIG故障期间的系统响应也不尽相同。

由图3 (a) 可以看出, 在转子串电阻保护方案中, 其最大振幅较小, 并且由于电机仍处于可控的状态, 转子电流并未一直衰减下去, 而是维持了一定的幅值。由图3 (b) 可以看出, 在转子串电阻保护方案中, 故障期间网侧有功损失更少, 效率更高。由图3 (c) 可以看到, 在转子串电阻保护方案中, 无功的波动幅度也比撬棒保护的小, 且并未像撬棒保护电路一样向电网吸收无功功率。由图3 (d) 可以看到, 在转子串电阻保护方案中, 角速度在故障期间的加速缓减, 提高了系统的稳定性。由图3 (e) 可以看到, 转子串电阻保护方案的电磁转矩振荡幅度比撬棒保护的小, 从而有利于延长双馈风电系统齿轮箱的使用寿命。

总之, 转子侧串电阻保护方案解决了撬棒保护中电机失控的问题, 而正是由于这一点, 其故障期间的暂态性能比撬棒保护的好, 功率损耗更小, 效率也更高。

2.5 转子串电阻对机组暂态特性的影响

前文从理论上分析了转子串电阻阻值下限的确定方法, 但限流电阻上限值暂时无法给出, 因此, 为了大致确定限流电阻阻值的范围, 需通过仿真来评估不同阻值对双馈系统瞬态性能的影响, 从而为选择电阻值提供参考。利用电力系统专业仿真软件PSCAD/EMTDC进行了仿真验证。具体仿真条件与第2.4节相同。

图4给出了上述仿真条件下的转子电流、网侧有功功率、网侧无功功率、电磁转矩、角速度和直流侧母线电压的波形。从图中可以看出, 随着阻值的增加, 上述各变量振荡幅度均减少。

1-无转子串电阻, 2-电阻0.2 p.u.3-电阻0.5 p.u., 4-电阻0.8 p.u.

然而, 并不是选择的电阻越大越好。从有功输出和无功支撑考虑, 电阻越小越好;从直流侧电压考虑, 电阻也不能太大, 否则母线电压会跌落太大。因此, 在确保转子电流和电磁转矩振荡在限值范围内的前提下, 尽量选择小的电阻更有利于系统的暂态性能。

2.6 协调的故障穿越方案

事实上, 转子串电阻的控制策略对电阻值选取也有重要影响。同时, 对于DFIG而言, 其保护电路本身也是一种扰动。因此, 要尽量减少保护的投入时间, 从而最小化对系统的负面影响。

通常, 转子电流限值是2 p.u., 按照图4 (a) 所示, 转子串电阻阻值大约为0.2 p.u.时, 就能满足这一要求。然而, 此时直流侧电压却不能满足其1.2倍额定值的限值要求[10]。

因此, 本文提出如图1所示的转子串电阻和直流侧卸荷电路协调的方案来加强DFIG的故障穿越能力, 同时改善其故障期间的瞬态性能, 尤其是机组转速的稳定性。

当转子故障电流大于其限值2 p.u.时, 比较器输出低电平, 旁路开关打开, 转子串电阻保护的电阻串入转子绕组以限制转子故障电流, 否则旁路开关闭合, 限流电阻被旁路。当直流侧母线电压高于其限值时, 比较器输出高电平, 功率开关打开, 卸荷电路投入以卸掉多余能量, 以维持直流母线电压稳定, 否则输出低电平, 功率开关闭合, 卸荷电路退出运行。

3 仿真结果和分析

为了验证所提的故障穿越方案的有效性, 利用电力系统专业仿真软件PSCAD/EMTDC进行了仿真研究。具体仿真条件同第2.4节。经过以上综合分析, 转子串电阻阻值取0.5 p.u., 卸荷电阻取0.01Ω。

图5展示了传统控制策略和所提策略下双馈风电系统的故障穿越能力。

由图5所示的结果可知, 所提策略能够确保转子故障电流和直流侧母线电压分别在2 p.u.和1.2倍额定值之下, 确保变换器不损坏, 成功使机组穿越低电压故障。同时发现, 有功、无功的波动有较大的改善, 电磁转矩的振荡幅度也很快被衰减到2.5 p.u.[19]以内。但值得注意的是, 电网电压故障清除后, 无功功率和电磁转矩振荡幅度较故障发生时大。

1-传统控制策略, 2-所提策略

4 结论

由于撬棒保护电路投入后电机处于失控的状态, 不利于机组的稳定运行, 因此本文采用转子串电阻的措施代替撬棒电路。通过仿真评估, 转子串电阻保护具有比撬棒保护更好的暂态性能, 对系统的负面影响更小, 尤其是机组转速稳定性更好。

考虑到仅采用转子串电阻保护未能确保直流侧母线电压在限值范围内, 提出采用转子串电阻和直流侧卸荷电路相结合的方案来改善双馈风电机组的故障穿越能力, 并且利用电力系统仿真软件PSCAD/EMTDC验证了所提方案下双馈风电机组能够穿越电网电压故障。

总之, 所提方案不仅能够保证双馈风电机组满足电网规范的穿越要求, 同时也很好地改善了机组的瞬态性能, 是一种值得推广和深入研究的穿越方案。

转子直流电阻 篇6

目前,高性能感应电动机驱动系统中,实现对励磁和转矩解耦控制的矢量控制器得到了广泛的应用。传统的电机测速装置多采用测速发电机或光电数字脉冲编码器,增加了控制系统成本,给安装带来不便,并且不能在恶劣环境下使用。因此无速度传感器矢量控制一直受到国内外学者们的高度重视,提出了多种多样的方法[1,2,3,4,5]。无论在直接矢量控制或间接矢量控制中,转子电阻都要参与转速的运算,而转子电阻受转子温升影响,使得参与运算值与电机转子电阻实际值不符,控制系统性能变差,因而有必要对转子电阻进行在线辨识;而在无速度传感器下,稳态时由于转子磁链是定值,并且转速和转子电阻不能解耦,使得转速和转子电阻很难实现同时辨识[4,5]。

针对稳态下,转速和转子电阻很难同时实现辨识的问题,文献[3]通过定、转子电阻对应的比例关系,由自适应律得到定子电阻,然后由离线自检得到的定、转子对应的比例关系得到转子电阻,这种方法前提是在温度变化情况下,定、转子电阻有同样的变化趋势,才能够保证转子电阻辨识的准确;文献[4]通过向定子电流励磁分量加入两种不同频率的谐波,构成自适应律辨识转子时间常数,然而谐波的注入对系统带来转矩脉动和稳态转速的波动;文献[6]通过向定子电流励磁分量注入负窄脉冲,利用检测转矩电流的变化来修正转子电阻,但这种方法同样会给系统带来附加的谐波干扰并且短时的转矩响应可能使转子电阻得不到准确校正;文献[7]利用人工神经网络技术同时辨识转速、定子电阻和转子电阻,克服了建立三相感应电机模型时的非线性问题,但文章中转速辨识属开环数学模型计算,对电机参数的鲁棒性差;文献[8]利用三相感应电机数学模型推导,分离多项式的实部和虚部得到转速和转子时间常数的多项式,该方法计算量大,且计算过程含3次微分运算,噪声大;文献[5]基于间接矢量控制系统,在两相旋转坐标系下动态过程利用递推最小二乘法辨识转子电阻,不需要向控制系统注入谐波激励,但转速辨识过程依赖于其他电机参数。

本文基于直接矢量控制系统,在文献[5]的基础上,设计了独立于全阶状态观测器的积分改进型转子磁链观测器,动态时在两相静止参考坐标系下采用自适应遗忘因子递推最小二乘法(RLS)对转子电阻辨识,实现了系统对转速和转子电阻的同时辨识,辨识过程不受全阶状态观测器和RLS算法中的转子电阻初始值影响,稳态时可收敛到真实值,仿真和实验验证了所提方法的有效性。

2 异步电机全阶观测器模型

在两相静止参考坐标系下,选择电机定子电流、转子磁链作为状态变量,异步电机的状态方程为

$\{\begin{array}{l}\frac{\text{d}x}{\text{d}t}=\mathit{A}\mathit{x}+\mathit{B}\mathit{u}{}_{\mathit{s}}\\ \mathit{i}{}_{\mathbf{s}}=\mathit{C}\mathit{x}\end{array}(1)$

其中

x=[isDisQΨrdΨrq]Tus=[usDusQ]T

is=[isDisQ 0 0]T

$\mathit{A}=\left[\begin{array}{cc}-\frac{1}{{{\rm T}}^{\prime }{}_{\text{s}\text{r}}}\mathit{{\rm I}}& \frac{L{}_{\text{m}}}{\sigma L{}_{\text{s}}L{}_{\text{r}}}(\frac{1}{{\rm T}{}_{\text{r}}}\mathit{{\rm I}}-\omega {}_{\text{r}}\mathit{J})\\ \frac{L{}_{\text{m}}}{{\rm T}{}_{\text{r}}}\mathit{{\rm I}}& -\frac{1}{{\rm T}{}_{\text{r}}}\mathit{{\rm I}}+\omega {}_{\text{r}}\mathit{J}\end{array}\right]$

$\mathit{B}=\left[\frac{1}{\sigma L{}_{\text{s}}}\mathit{{\rm I}}0\right]{}^{\text{Τ}}\mathit{C}=\left[\begin{array}{cc}\mathit{{\rm I}}& 0\\ 0& 0\end{array}\right]\mathit{{\rm I}}=\left[\begin{array}{cc}1& 0\\ 0& 1\end{array}\right]$

$\begin{array}{l}\mathit{J}=\left[\begin{array}{cc}0& -1\\ 1& 0\end{array}\right]{{\rm T}}^{\prime }{}_{\text{s}\text{r}}=\frac{\sigma L{}_{\text{s}}}{R{}_{\text{s}}+L{}_{\text{m}}^2/L{}_{\text{r}}^{2}R{}_{\text{r}}}\\ {\rm T}{}_{\text{r}}=\frac{L{}_{\text{r}}}{R{}_{\text{r}}}\sigma =1-\frac{L{}_{\text{m}}^2}{L{}_{\text{s}}L{}_{\text{r}}}\end{array}$

式中:isD,isQ,Ψrd,Ψrq,usD,usQ分别为定子电流、转子磁链、定子电压矢量在两相静止坐标系下的分量;σ为总漏感系数;Rs,Rr分别为定子电阻和转子电阻;Ls,Lr,Lm分别为定子、转子电感和互感;Tr为转子时间常数;ωr为转子电角速度。

由定子电流观测误差来构成校正项,全阶状态观测器可确定为

$\{\begin{array}{l}\frac{\text{d}\widehat{x}}{\text{d}t}=\widehat{\mathit{A}}\mathit{x}+\mathit{B}\mathit{u}+\mathit{G}(\widehat{\mathit{i}}{}_{\text{s}}-\mathit{i}{}_{\text{s}})\\ \widehat{\mathit{i}}{}_{\text{s}}=\mathit{C}\widehat{\mathit{x}}\end{array}(2)$

式中:上标“^ ”表示观测值;G是增益矩阵,G的选择应满足系统稳定性要求[3]。

$\mathit{G}=\left[\begin{array}{cccc}g{}_1& g{}_2& g{}_3& g{}_4\\ -g{}_2& g{}_1& -g{}_4& g{}_3\end{array}\right]{}^{\text{Τ}}$

自适应全阶状态观测器结构框图如图1所示。转速自适应律为

$\widehat{\omega }{}_{\text{r}}=(k{}_{\text{p}}+\frac{k{}_{\text{i}}}{\text{p}})\widehat{\Psi }{}_{\text{r}}^{\text{Τ}}\mathit{J}(\mathit{i}{}_{\text{s}}-\widehat{\mathit{i}}{}_{\text{s}})(3)$

式中:p为微分算子。

3 无速度矢量控制转子电阻在线辨识策略

3.1 转子电阻对矢量控制系统的影响分析

如上节所述,采用全阶状态观测器在辨识转速的同时观测转子磁链及磁链角,磁链观测方程重写如下:

$\frac{\text{d}\widehat{\Psi }{}_{\text{r}}}{\text{d}t}=\frac{L{}_{\text{m}}}{{\rm T}{}_{\text{r}}}\mathit{i}{}_{\text{s}}+(-\frac{1}{{\rm T}{}_{\text{r}}}+\text{j}\omega {}_{\text{r}})\widehat{\Psi }{}_{\text{r}}+\mathit{G}{}_{\text{Ι}}(\widehat{\mathit{i}}{}_{\text{s}}-\mathit{i}{}_{\text{s}})(4)$

式中:

$\mathit{G}{}_{\text{Ι}}=\left[\begin{array}{cc}g{}_3& -g{}_4\\ g{}_4& g{}_3\end{array}\right]$

;j表示虚部。

由式(4)知,虽然能够通过定子电流误差项反馈来校正转子磁链$\widehat{\Psi }{}_{\text{r}}$,观测器对电机参数变化有一定的鲁棒性,但转子时间常数特别是转子电阻的误差对控制系统的性能仍然有较大的影响,分析如下。

在直接矢量控制下,控制系统利用矢量控制器实现对转子磁链和电磁转矩的解耦控制,通过同时对转子磁链给定和速度给定实现闭环控制[9],这里用到了2个关键量:转子磁链Ψr和转子磁链定向角θM,按转子磁链定向后满足以下等式:

$\widehat{\Psi }{}_{\text{r}}=L{}_{\text{m}}\frac{i{}_{\text{Μ}}}{1+{\rm T}{}_{\text{r}}\text{p}}(5)$

$\theta {}_{\text{Μ}}=\arctan (\frac{\widehat{\Psi }{}_{\text{r}q}}{\widehat{\Psi }{}_{\text{r}d}})(6)$

$\omega {}_{\text{f}}=\frac{R{}_{\text{r}}i{}_{\text{Τ}}}{L{}_{\text{r}}i{}_{\text{Μ}}}(7)$

${\rm T}{}_{\text{e}}=n{}_{\text{p}}\frac{L{}_{\text{m}}}{L{}_{\text{r}}}i{}_{\text{Τ}}\Psi {}_{\text{r}}(8)$

式中:iM,iT为定子电流在旋转坐标系下对应的分量;Te为电磁转矩;ωf为转差频率;np为极对数。

若控制器中的参数$\widehat{R}{}_{\text{r}}$不等于实际电机参数Rr,由式(7)知控制器中的$\widehat{\omega }{}_{\text{f}}$不等于实际电机的ωf,矢量控制器因转子电阻误差定向不准,控制器中的$\widehat{i}{}_{{\rm M}}$与$\widehat{i}{}_{{\rm T}}$分别在实际的励磁轴和转矩轴产生$\widehat{i}{}_{{\rm M}{\rm T}}$和$\widehat{i}{}_{{\rm T}{\rm M}}$,由于电流闭环调节,稳态时满足约束条件$|\mathit{i}{}_{\text{s}}|=|\widehat{\mathit{i}}{}_{\text{s}}|$和$\omega {}_{\text{f}}=\widehat{\omega }{}_{\text{f}}{}^{[9]}$,定子电流矢量is的幅值和相位应不变,但定向后的$\widehat{{\rm M}}$轴偏离实际的M轴δ角度,如图2所示的两种情况,图2中ωe为同步角速度,ωe=ωr+ωf。

若$\widehat{R}{}_{\text{r}}<R{}_{\text{r}}$,实际转子磁链角超前估计的转子磁链角δ,若仍保持iM恒定,但在调节iT时,因为$\widehat{i}{}_{{\rm T}}$在M轴上的分量$\widehat{i}{}_{{\rm T}{\rm M}}$,虽然仍可在电机外部独立调节iM和iT,但电机内部已达不到独立控制转子磁链和转矩的目的,使得$\widehat{\Psi }{}_{\text{r}}<\Psi {}_{\text{r}}$;若$\widehat{R}{}_{\text{r}}>R{}_{\text{r}}$,类似上述分析过程可知$\widehat{\Psi }{}_{\text{r}}>\Psi {}_{\text{r}}$。转子电阻变化除了影响系统稳态性能之外,还会使系统动态性能下降,甚至产生振荡[9]。

以上分析均在磁场为线性,忽略电机饱和效应条件下得到的。若要考虑磁场的饱和,则会进一步加剧对电机控制性能的影响[10]。显然,由于控制器中的转子电阻值与实际电机转子电阻值的偏差导致定向不准,最终会影响电磁转矩和转子磁链的解耦控制,使电机动态性能变差,偏差过大甚至破坏整个控制系统的运行。所以对于长期运行的三相感应电机来说,有必要对转子电阻实现在线辨识,以保证系统的控制性能。

3.2 基于最小二乘法的转子电阻在线辨识策略

MT坐标系下,按转子磁链定向后电机转子侧电压方程可知,对M轴而言,稳态时$i{}_{\text{r}\text{m}}=-\frac{\text{p}\Psi {}_{\text{r}}}{R{}_{\text{r}}}=0$,辨识Rr缺少激励条件;而对T轴而言,定向后,$\frac{\omega {}_{\text{f}}}{R{}_{\text{r}}}=\frac{i{}_{\text{r}\text{l}}}{\Psi {}_{\text{r}}}$,稳态下只能够得到$\frac{\omega {}_{\text{f}}}{R{}_{\text{r}}}$的比值,所以对于无速度传感器矢量控制而言,稳态下不能够实现同时辨识转速和转子电阻。

两相静止参考坐标系下,转子侧电压方程为

0=Rrir+pΨr-jωrΨr (9)

式(9)展开得到

Rrird+pΨrd+ωrΨrq=0 (10)

Rrirq+pΨrq-ωrΨrd=0 (11)

式(10)×Ψrd+式(11)×Ψrq得到

$\begin{array}{l}R{}_{\text{r}}=-\frac{\Psi {}_{\text{r}d}\text{p}\Psi {}_{\text{r}d}+\Psi {}_{\text{r}q}\text{p}\Psi {}_{\text{r}q}}{i{}_{\text{r}d}\Psi {}_{\text{r}d}+i{}_{\text{r}q}\Psi {}_{\text{r}q}}\\ =-\frac{\text{p}|\Psi {}_{\text{r}}|{}^2}{2(i{}_{\text{r}d}\Psi {}_{\text{r}d}+i{}_{\text{r}q}\Psi {}_{\text{r}q})}(12)\end{array}$

为避免式(12)中纯微分计算带来的噪声影响,分子分母同乘以$\frac{1}{1+\tau \text{p}}$,得到

$R{}_{\text{r}}=-\frac{\frac{\text{p}|\Psi {}_{\text{r}}|{}^2}{1+\tau \text{p}}}{\frac{2}{1+\tau \text{p}}(i{}_{\text{r}d}\Psi {}_{\text{r}d}+i{}_{\text{r}q}\Psi {}_{\text{r}q})}(13)$

令s=p,则

y=θ×u (14)

$\begin{array}{l}\text{其}\text{中}y=\frac{s}{1+\tau s}|\widehat{\mathit{\Psi }}{}_{\text{r}}|{}^2\theta =\widehat{R}{}_{\text{r}}\\ u=-\frac{2}{1+\tau s}(\widehat{i}{}_{\text{r}d}\widehat{\Psi }{}_{\text{r}d}+\widehat{i}{}_{\text{r}q}\widehat{\Psi }{}_{\text{r}q})\end{array}$

由式(14)可知,稳态时,转子磁链幅值$|\widehat{\mathit{\Psi }}{}_{\text{r}}|$不变,转子电流矢量$\widehat{\mathit{i}}{}_{\text{r}}$和磁链矢量$\widehat{\mathit{\Psi }}{}_{\text{r}}$正交,所以式(14)在稳态时不能用于计算$\widehat{R}{}_{\text{r}}$,但动态时由于y和u不等于$0‚\widehat{R}{}_{\text{r}}$可通过式(14)计算得到。

由式(4)知,转速$\widehat{\omega }{}_{\text{r}}$和转子电阻$\widehat{R}{}_{\text{r}}$同时参与转子磁链$\widehat{\mathit{\Psi }}{}_{\text{r}}$运算,所以基于全阶状态观测器的直接矢量控制系统在动态时不能够同时辨识转速和转子电阻,因此为了使动态时转子电阻$\widehat{R}{}_{\text{r}}$与$\widehat{\mathit{\Psi }}{}_{\text{r}}$解耦,根据式(14)中$\widehat{R}{}_{\text{r}}$与$\widehat{\mathit{\Psi }}{}_{\text{r}}$关系,设计了独立的积分改进型转子磁链观测器[11],式(14)中的$\widehat{\Psi }{}_{\text{r}d}$和$\widehat{\Psi }{}_{\text{r}q}$由积分改进型转子磁链观测器重构得到。

转子电流由下式计算得到:

$\widehat{i}{}_{\text{r}d}=\frac{1}{L{}_{\text{r}}}(\widehat{\Psi }{}_{\text{r}d}-L{}_{\text{m}}i{}_{\text{s}D})(15)$

$\widehat{i}{}_{\text{r}q}=\frac{1}{L{}_{\text{r}}}(\widehat{\Psi }{}_{\text{r}q}-L{}_{\text{m}}i{}_{\text{s}Q})(16)$

式(14)满足最小二乘格式,本文采用的递推最小二乘迭代算法为

$\{\begin{array}{l}\theta [m]=\theta [m-1]+k[m](y[m]-\theta [m-1]u[m])\\ k[m]=\{\begin{array}{cc}\frac{{\rm P}[m-1]u[m]}{\lambda +{\rm P}[m-1]u[m]{}^2}& y[m-1]\ge y{}_{\text{c}}\\ 0& y[m-1]<y{}_{\text{c}}\end{array}\\ {\rm P}[m]=\frac{{\rm P}[m-1]}{\lambda +{\rm P}[m-1]u[m]{}^2}\end{array}(17)$

式中:λ为遗忘因子,遗忘因子λ须选择接近于1的正数,通常不小于0.9,线性系统应选0.95≤λ≤1,当λ=1时算法退化为普通递推最小二乘法;yc为判定动态和稳态的临界值。

动态时k≠0,θ很快收敛;稳态时k=0,θ保持前一时刻值不变。

由于实际电路中,遗忘因子和临界值难以确定,这里采用一种自适应遗忘因子递推最小二乘算法,算法为

$\{\begin{array}{l}\theta [m]=\theta [m-1]+{\rm P}[0]u[m]e[m]\\ e[m]=\frac{y[m]-\theta [m-1]u[m]}{1+{\rm P}[0]u[m]{}^2}\end{array}(18)$

P[0]是正常数,仿真和实验取P[0]=1.0。

于是,得到如图3所示的转子电阻辨识框图。

由上面分析,可得到整个系统的控制框图如图4所示,采用转速、磁链外环,电流内环的闭环控制结构。

4 仿真和实验结果分析

4.1 仿真结果分析

为了验证本文中所提方法的有效性,利用Matlab软件进行仿真实验,仿真电机参数设置如下:PN=4.0 kW,UN=400 V,fN=50 Hz,Rs=1.405 Ω,Rr=1.395 Ω,Lls=0.005 839 H,Llr=0.005 839 H,Lm=0.172 2 H,J=0.002 985 kg·m2,np=2。

分别对普通最小二乘法,带遗忘因子最小二乘法,自适应遗忘因子最小二乘法进行了仿真研究,在2 s,3 s时进行减速和加速,转子电阻辨识在2 s时加入。

图5a、图5b、图5c为对应的转子电阻初始值为1 Ω时转速与转子电阻,其中图5b和图5c分别为普通RLS和有遗忘因子RLS的转子电阻辨识值与真实值,图5d,图5e为对应的转子电阻初始值为3 Ω时转速与转子电阻,其中图5e为有遗忘因子RLS的转子电阻辨识值与真实值。如图5c所示,仿真结果表明有遗忘因子(λ≠1)的递推最小二乘法能够实现在速度变化时对转子电阻的快速跟踪,而如图5b所示的普通的递推最小二乘法在转速变化时跟踪较慢,图5表明递推最小二乘法与转子电阻初始值选取无关。其中,遗忘因子λ=0.97,临界值yc=0.1。

自适应遗忘因子递推最小二乘算法,能够实现遗忘因子自适应调整,仿真如图6所示,其中P[0]=1。仿真结果表明,该算法辨识转子电阻快速准确,并且不需要确定临界值yc。

由图6可以看出,2 s前未加转子电阻辨识时矢量控制性能变差,定子三相电流畸变以及转速、转矩脉动,2 s后加入转子电阻辨识时控制性能明显改善,并且在转速变化时能够迅速跟踪真实值的变化。

4.2 实验结果分析

本文辨识策略在基于TMS320F28335的三电平平台上进行了实验研究,实验用三相异步电机参数为:额定功率3 kW,额定电压380 V,额定电流7.5 A,额定转矩19 N·m,额定频率50 Hz,极对数2,离线自检得到下列参数:定子电阻1.585 5 Ω,转子电阻1.722 Ω,互感0.168 288 H,定转子漏感0.008 452 H。针对自适应遗忘因子递推最小二乘算法分别进行了电机启动、加速、减速实验,图7为电机启动实验,电机以转速为0.3 (标幺值)启动,转速以标幺值表示,转速基值取314 rad/s,图7a,图7b分别为自适应RLS中的转子电阻初始值为1.0 Ω和3.0 Ω时转速与转子电阻辨识的实验结果,图7表明转子电阻辨识与RLS算法中的转子电阻初始值设置无关;图8为电机加减速实验,图8a,图8b分别为转速从0.3(标幺值)加速到0.8(标幺值)和转速从0.8(标幺值)减速到0.5(标幺值)时转速与转子电阻辨识的实验结果,图8表明在加速和减速过程中,转速与转子电阻同时辨识,转子电阻很快收敛到真实值,稳态时转子电阻保持不变。

实验结果表明在基于全阶状态观测器直接矢量控制系统中,动态时结合本文设计的积分改进型转子磁链观测器与自适应遗忘因子最小二乘法能够实现转速和转子电阻的同时辨识。

5 结论

本文基于直接矢量控制系统,设计了独立于全阶状态观测器的积分改进型转子磁链观测器,动态时在两相静止参考坐标系下采用自适应遗忘因子递推最小二乘法(RLS)实现了对转速和转子电阻的同时辨识。详细分析了转子电阻变化对矢量控制系统性能的影响,分析了稳态下转子转速和转子电阻不能够实现同时辨识的原因,最后针对普通递推最小二乘法的不足采用了自适应遗忘因子递推最小二乘算法,并对该算法进行了Matlab建模仿真和在基于TMS320F28335的三电平逆变器实验平台进行实验,验证了该方法的正确性和有效性。

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[10]Novotny D W,Lipo T A.Vector Control and Dynamics ofAC Drives[M].New York:Oxford University Press,1996.

主变直流电阻异常的处理 篇7

变压器绕组直流电阻是变压器的一项重要检测项目, 它能够考核绕组纵绝缘和电流回路连接状况, 能够反映绕组匝间短路、绕组断股、分接开关接触状态以及导线电阻的差异和接头接触不良等缺陷故障, 也是判断各项绕组直流电阻是否平衡、调压开关档位是否正确的有效手段。

以一例有载调压变压器的直流电阻测试过程中的异常为例, 分析了导致直流电阻测试异常的原因, 并提出解决方法, 避免了对被试主变结论的误判断。对变压器的试验检测工作, 具有一定的参考价值。

2 直阻测试情况

某型号为SFZ8-31500/110的有载调压变压器在更换中性点套管后, 进行各档位的直流电阻测试。

在大多数档位直阻测试值均超出规程要求, 其中A相测试结果相对较好, 档位级差相对接近;而B、C相测试结果凌乱, 其中B、C相在几个档位测试值甚至出现了大小交替的情况。

考虑到该主变仅更换过中性点套管, 而未进行其它检修, 并且在更换中性点套管之前主变直流电阻测试值满足规程要求, 并无异常。运行人员反映该主变有近一年时间有载分接都维持在一档运行, 未进行过调整。故怀疑是有载分接开关的油膜、氧化层的影响所导致, 遂要求运行人员对主变有载分接开关进行循环操作, 并于第二日进行了复测。

两次测试环境条件非常接近, 从测试数据来看, A相电阻有较明显的改善, 但B、C相数据仍然混乱, B相数据呈现明显的大小交替规律, C相数据在某几个档位存在这种现象, 均是偶数档电阻值大、奇数档电阻值小。有载分接开关动作前后, 测试数据有明显变化, 再次循环操作分接开关, 约6～7个循环操作后进行测试。

A、C相测试结果改善明显, 并已趋于正常, 各档位之间的级差约在10 mΩ左右, 符合直流电阻变化规律。考虑温度条件影响后, 测试数据与设备交接试验数据相符。但B相测试结果仍然呈现明显的大小更替现象, 在有载分接开关奇数档位, 测试值与A、C相接近, 不平衡率满足规程要求, 除第9档为1.06%外, 其余档位均小于1%。偶数档位测试值明显大于其它两相, 不平衡率超出规程要求。

将有载分接开关调至偶数档后, 尝试用回路电阻测试仪100A直流电源对B相绕组进行充电, 以此排除分接开关触头间的油膜和氧化层等影响。实际充电电流只达到20A左右, 在反复多次充、放电并且再次循环操作分接开关后, 测试结果回复正常, 并且各档位直阻不平衡率绝大多数都在1%以内。

3 直阻测试异常分析

主变直阻测试中的异常现象是由有载分接开关所致, 但分接开关缘何会导致B相直阻出现大小交替的现象, 需要了解有载分接开关动作原理和内部结构。

有载分接开关是在带负载情况下, 变换变压器的分接, 以达到调节电压的目的。它由过渡电路、选择电路、调压电路三部分组成。组合式有载分接开关由专门的选择器来选择分接头, 把切换电流的任务交给切换开关, 而分接选择器则把分接头分为两组, 即奇数组和偶数组, 选择器单、偶数动触头轮流接通分接头, 同时切换开关向左或向右往返切换相结合。以±8级正反调压有载分接开关电路为例, 来说明有载开关内部结构。其切换开关为双电阻过渡型, 由接通奇数侧I电路 (即图1中的U1侧) 和接通偶数侧II电路 (图1中的U2侧) 组成。

分接开关在任何位置反向操作一档时, 不需要进行分接选择, 只是切换开关进行切换就可以了。分接开关如从2→3变换, 是奇数分接选择器1→3;分接开关如从3→4变换, 是偶数选择器2→4.就是说, 偶数选择器接通电路, 下一个动作一定是奇数选择器预选;奇数选择器接通, 下一个动作一定是偶数选择器预选, 并且两者的动作都是符合级进原则的。

分接开关变换操作前, 分接选择器奇数触头接于分接3, 偶数触头组接于分接4, 切换开关处于偶数位置, 电流通过分接4由切换开关偶数触头K4输出。分接选择器动作, 把分接选择器奇数触头组先由分接3变换到分接5位置, 此过程中, 没有通断负载电流。

切换开关动作, K4通→K4、K3通→K4断, K3通→K3、K2通→K3断, K2通→K2、K1通→K2断, K1通。切换开关从偶数位置变换到奇数位置。变换结束, 分接选择器奇数触头接于分接5, 偶数触头组接于分接4, 切换开关处在奇数位置。电流通过分接5由切换开关奇数触头K1输出。分接开关完成从分接4→5的变换。

结合图1和图2就不难分析此次主变直阻测试过程中遇到的现象了:组合式有载分接开关分接选择器的分接头分为两组, 即奇数组和偶数组。该主变分接开关长期处于一档位置运行, 在更换过中性点套管之后, 有载分接开关经过调整, 受到分接开关触头油膜、油泥以及氧化层的影响, 导致初次测试值凌乱, 无明显规律;在经过多次循环操作分接开关后, 其对A、C相的影响已排除, 触头间接触良好, 故A、C相测试结果相近, 并且符合级差规律。由于该主变长期运行在一档位置, 即图1中U1位置或图2中的K1位置在分接开关调整后只受到油膜和油泥的影响, 在电压和电流的作用下几乎不存在氧化层, 经分接开关的循环操作相对较容易排除, 故B相在奇数档位置测试结果合格。而U2或K4位置的触头接触状况则相对较差, 经循环操作后仍不能排除, 故在偶数档位置测试结果偏大, 导致B相直阻出现大小交替的现象。将分接开关调至偶数档位置, 用大电流对其反复充、放电, 并多次循环操作分接开关, 才得以排除B相分接开关偶数档存在的氧化层的影响, 最终直流电阻测试结果恢复正常。

4 结束语

直流电阻是变压器的一项重要检测项目, 在进行检测时应严格依照规程规定进行, 并按照规程的要求对测试结果进行横向、纵向比较分析, 以掌握被试变绕组导电回路的性能及状态。在遇到异常时, 应充分了解被试变的各个方面情况, 包括设备运行状态、检修记录, 并结合设备内部结构进行综合分析及判断, 再根据具体情况采取有针对性的措施。

摘要：以一例有载调压变压器的直流电阻测试的异常现象为例, 分析了导致该异常的原因并予以解决, 避免了对被试设备结论的误判断。

关键词：变压器,直流电阻,有载分接开关,异常分析

参考文献

直流电阻箱校准能力验证 篇8

1 概述

1.1 测量依据

JJG982-2003《直流电阻箱检定规程》、《直流电阻箱测量审核作业指导书》

1.2 测量标准

数字多用表, 型号8508A。

1.3 被测对象

直流电阻箱, 型号ZX54, 准确度等级0.01级。

1.4 测量方法

依据JJG982-2003《直流电阻箱检定规程》, 在规程要求的环境条件下, 使用数字表直接测量法, 直接用数字多用表的欧姆档测量被测电阻箱的电阻值, 数字多用表先预热, 同时对直流电阻箱进行外观及线路检查, 用欧姆表对直流电阻箱的各十进盘进行初步测量, 检查其电阻是否有断路或短路的现象。

2 数学模型:RX=RN

式中:RX——电阻箱被检点的电阻值;RN——电阻箱被检点的测得值。

4 标准不确定度评定

对型号为ZX54, 准确度等级为0.01级的直流电阻箱, 在规程要求的条件下, 使用数字表直接测量法, 在相同的测量程序、人员、仪器、环境对电阻箱完成这一重复性测量, 按照《直流电阻箱测量审核作业指导书》的要求, 对直流电阻箱10×1000Ω盘的第1点、第5点、第10点, 10×10Ω盘的第1点、第5点、第10点的不确定度进行分析评定。

用贝塞尔公式计算各电阻盘的实验标准差:

10×10Ω盘的第1点、第5点、第10点的重复性测量数据如表2:

4.2 由8508A的欧姆档校准不确定度引入的分量

由8508A的校准证书给出其200Ω、20kΩ档电阻值的不确定度:,

由8508A的欧姆档校准不确定度引入的分量为:10×1000Ω盘的第1点:1.50×10-3Ω、第5点:7.50×10-3Ω、第10点:1.50×10-2Ω。

10×10Ω盘的第1点:1.50×10-5Ω、第5点:7.50×10-5Ω、第10点:1.50×10-4Ω。

技术说明书提供了8508A数字多用表在直流电阻200Ω、20kΩ档的最大允许误差为 (7.5×10-6×读数+0.25×10-6×量程) , 取k=2。由于下述条件均得到满足:

a.8508A自上次校准至今不超过一年;

b.环境温度在19℃~21℃的范围内;

c.8508A的电源电压在220V±10%之内, 且8508A经上级传递合格;

于是其标准不确定度为:

所以, 由8508A年最大允许误差引入的不确定度分量为:10×1000Ω盘的第1点:6.25×10-3Ω、第5点:2.13×10-2Ω、第10点:4.00×10-2Ω。

10×10Ω盘的第1点:6.25×10-5Ω、第5点:2.13×10-4Ω、第10点:4.00×10-4Ω。

4.4 由8508A的分辨力引入的不确定度分量

8508A的分辨力引入的不确定度分量很小, 对结果的不确定度影响可以忽略不计。

4.5 由环境温度影响引入的不确定度分量

实验室环境温度符合JJG982-2003《直流电阻箱检定规程》、《直流电阻箱测量审核作业指导书》的要求, 由环境温度对结果的不确定度影响可以忽略不计。

5 合成标准不确定度

6 扩展标准不确定度U

8 标准不确定度汇总表

按照《直流电阻箱测量审核作业指导书》的要求, 对直流电阻箱10×1000Ω盘的第1点、第5点、第10点, 10×10Ω盘的第1点、第5点、第10点的不确定度汇总见表3。

9 结论

本文使用数字表直接测量法, 直接用数字多用表的欧姆档测量对直流电阻箱的校准能力进行了验证分析, 确定了最终结果主要来源于测量重复性、标准器数字多用表的欧姆档校准不确定度引入的分量、标准器数字多用表最大允许误差引入的不确定度分量。所以在平时工作中要严格按时对标准器进行溯源。

参考文献

[1]JJG982-2003.直流电阻箱[M].北京:中国计量出版社, 2003

[2]JJF1059.1-2012.测量不确定度评定与表示[M].北京:中国计量出版社, 2012

转子直流电阻 篇9

近年来,随着变速恒频双馈风力发电装机容量的不断增加,现代电力规范要求风电机组在外部电网故障导致机端电压跌落时,仍具有一定时间的不间断并网运行能力,即具备低电压穿越LVRT(Low Voltage Ride-Through)能力［1-2］。

目前国内外相关专家关于变速恒频双馈风力发电机组LVRT技术的研究主要集中在2个方面［3-4］。 其一是当电网故障引起机端电压出现小值跌落时, 通过改进转子励磁变流器控制算法来实现双馈感应电机DFIG(Doubly-Fed Induction Generator)LVRT, 如文献[5]利用定子磁链的消磁方法实现LVRT控制算法;文献[6]将非线性控制策略运用到DFIG控制中以提高系统的动态响应;文献[7]通过在DFIG转子变流器控制中注入阻尼进而补偿故障时滞后的转子电压相位,从而达到提高系统LVRT的能力。 上述几种软件改进算法虽能在一定程度上改善系统故障性能,但大都对电机参数具有较强的依赖性,并且对于电网故障引起机端电压出现较大幅度跌落时, 由于转子变流器自身功率的限制,无法提供足够的转子电压去限制故障电流冲击,难以较好地满足高质量并网需求。

与软件研究相比,基于硬件研究的LVRT控制技术力图在电网故障时切入硬件保护电路,以达到消耗系统多余能量的目的［8］。 目前就商用MW级风电机组而言, 硬件研究行之有效的办法是在DFIG转子侧附加合适的撬棒保护(Crowbar protection)电路［9］。 Crowbar保护具有简单有效、经济成本低、便于实现等优点,但其在投入工作后,DFIG作为普通的感应电机与电网连接运行,需从电网吸收大量无功功率,将不利于跌落电网电压的恢复。 针对于此,文献[10]在文献[11]的基础上建议采用转子串电阻RSDS(Rotor Series Damping Resistor)方案来代替转子Crowbar保护,并通过仿真研究了不同限流电阻对机组瞬态特性的影响,为选择合适的转子限流电阻范围提供参考。 但文献[10]在探讨限流电阻取值时并未考虑其大小对转子电压的影响,较大转子电阻的投入虽可以加速转子过电流的衰减,但却增大了控制所需转子电压;并且串联转子电阻因过电流投入后,DFIG有功、无功功率如何分配等问题,文献[10] 并未涉及到。 鉴于此,本文从故障期间机组整体需求角度出发,实现了DFIG在电网电压跌落时,转子串电阻LVRT与系统之间的协调控制:一方面,优化转子串联的限流电阻值,确保LVRT期间转子变流器的安全;另一方面,充分利用转子串电阻DFIG的可控性,提出根据系统需求合理分配DFIG有功、无功功率, 促使电网故障电压快速恢复的控制策略。 通过10 k W双馈风力发电模拟平台进行了转子串电阻功率协调控制实验研究,验证所提控制方案的正确性与可行性。

1故障状态DFIG数学模型

在静止abc坐标系下,DFIG的方程可写成如下形式［12］:

其中,us=[usausbusc]T,ur= [uraurburc]T,分别为定、转子电压;is=[isaisbisc]T,ir=[irairbirc]T,分别为定、转子电流;ψs=[ψsaψsbψsc]T,ψr=[ψr aψrbψrc]T,分别为定、 转子磁链;Ls> 0、Lr> 0、Lm> 0分别为定、转子自感及互感;Rs、Rr分别为定、转子电阻;ωs、ωr分别为DFIG定、转子角速度。

若稳态运行时定子电压幅值为U0, 假设t = 0时电网发生跌落深度为p的对称故障,则跌落前后定子电压可写为:

根据磁链与电压的关系,忽略定子电阻,则根据式(1),故障前后定子稳态磁链可写为:

为了分析定子磁链及转子电流在故障期间的暂态变化情况,先假设转子开路,即ir= 0,据式(1)及式(2)可得定子磁链微分方程为:

根据电网电压跌落前后定子磁链不能突变的原则,上述定子磁链微分方程的解可分解为2个部分: 一部分为以同步速旋转的定子磁链分量,其幅值大小由定子电压幅值决定;另一部分为定子电压突然跌落引起的定子磁链直流分量,该直流分量在空间保持静止,并以一定的时间常数衰减。 据上述分析, 结合式(4),得出故障期间定子磁链暂态表达式为:

2转子串电阻LVRT控制策略

2.1基于转子串电阻控制的理论分析

据式(2)的磁链方程,将转子磁链写成定子磁链的表达形式为［5］:

其中,。 将式(6)及式(7)代入式(1)中的转子电压方程得:

式(8)等号右侧的第一项是由定子磁链变化引起的转子回路反电动势所对应的转子电压,若令

则电网故障时,转子电流的动态数学模型为:

从式(10)可以看出,电网故障时,转子电流变化率与电网电压的跌落深度、 转子角速度及转子电阻的大小有关系。 在现场工况一定的条件下,可以通过适当增加转子电阻来抑制故障时刻转子电流变化率, 即通过转子串电阻来代替转子Crowbar保护实现DFIG的LVRT。

为了进一步说明转子串电阻控制对转子电流幅值的抑制作用,将式(6)及式(7)代入式(1)中的转子电压方程得转子电流为:

由前面分析可知,适当增加转子电阻可抑制故障时刻转子电流,因此,式(11)决定的转子电流随转子串联电阻的增大而减小。

转子串联电阻具体电路结构如图1所示。 其中, Lsg、Lrr分别为网侧变流器及转子侧变流器滤波电感。 Chopper为直流侧卸荷电路。 稳态运行时,转子回路中的晶闸管控制开关导通,转子电流不流过旁路限流电阻Rrs;当电网发生故障时,DFIG定转子电流增大,传感器检测到转子电流阈值时,就迅速关断转子回路晶闸管控制开关,同时限流电阻Rrs串入转子回路从而快速释放定转子多余能量。 当转子电流下降到规定阈值时,转子回路晶闸管控制开关再次导通, Rrs从转子侧切除,恢复系统稳态运行。

2.2转子串电阻阻值的设计

转子串电阻阻值的选取应遵循两方面的约束条件:其一,所串转子电阻的阻值应该足够大,以确保电网故障时转子电流在变流器所能承受的范围内; 其二,所串转子电阻的阻值不能太大,以免转子电压超出变流器的安全余量。 本文采用转子所串电阻Rr s的设计原则是:在保证故障电流不超过转子变流器所允许的最大电流前提下,尽量减小Rrs的阻值以降低所需的转子电压,最大限度拓宽双馈风电系统LVRT的可控范围。

考虑最严重情况,即电网发生三相短路故障时, 文献[13]给出了短路时转子电流最大值表达式:

其中,Us为DFIG定子端电压有效值;Xs为定子等效电抗。

通常情况下,转子变流器所允许的最大电流Irmax为其额定电流Ire的2倍,即:

将式(13)代入式(12)可知,要确保在任何时刻转子电流均不超过Irmax,转子所串电阻Rrs应满足:

考虑转子电压约束条件,设Ur max为转子变流器所能承受的最大耐压值,则:

要确保在任何时候转子电压均不超过Ur max, 转子所串电阻Rr s应满足:

其中,Ur lim为转子电压的安全限值;λ 为安全余量系数。 综合式(14)和式(16),得Rr s的取值范围为:

2.3转子串电阻功率协调控制策略

转子串电阻DFIG的LVRT控制不同于传统的转子Crowbar保护,在电网电压跌落时,DFIG定子侧与电网并网的同时,转子侧检测到过电流,转子串联电阻投入,DFIG仍处于可控运行。 因此,如何利用DFIG的可控性,根据系统需求,寻求一种能充分发挥其动态无功支撑功能的LVRT方案就显得十分必要和迫切。 为了分析转子串电阻LVRT期间DFIG的有功、无功功率特性,首先建立双馈变流器及DFIG的功率模型如图2所示。 图中,Pt、Qt为双馈风电系统总的输入有功、无功功率;Ps、Qs为DFIG定子侧输入的有功、无功功率;Pr、Qr为DFIG转子侧输入的有功、无功功率;Pg、Qg为网侧变流器输入的有功、无功功率。

根据系统的功率关系有［14］:

忽略DFIG绕组铜损及铁损,定、转子功率关系可写成如下表达式:

其中,s为双馈电机转差率。

需要指出的是,LVRT期间转子串电阻投入后, DFIG转子侧输出的有功功率大小必须满足转子串联电阻Rrs消耗的有功功率,在此基础上,考虑DFIG暂态稳定性,补充电网恢复所需无功功率。 根据这一原则,转子有功、无功电流可整定如下。

为了不使直流母线电压跌落,转子所串电阻Rrs消耗的有功功率按最大转子电流整定,即:

按图2所示功率流向,为保持直流母线电压输入输出功率平衡,网侧变流器及转子侧变流功率关系为:

当转子变流器控制采用定子磁链定向,忽略定子绕组电压降时,usd= 0,us q= U0= ωsψs d,DFIG定子有功功率可写为:

将式(20)及式(21)代入式(22),得到转子串电阻时转子所需的有功电流为:

因此,不超出转子变流器最大电流Irmax的转子无功电流Ird应满足:

电网电压跌落时,双馈风电机组输出无功功率有助于电网电压的恢复,但其发送无功的大小还应考虑DFIG暂态稳定性约束。 据李雅普诺夫稳定性判据,保持DFIG暂态稳定性的必要条件为［14］:

综合式(24)、(25),可得转子串电阻期间转子变流器输出的无功电流指令限值为:

式(23)—(26)分别构成了转子串电阻LVRT期间转子侧变流器的有功、无功电流约束条件。 图3给出了该方式下系统总的控制流程图。

a. 当直流母线电压Ud c达到其阈值(本文设定为1.1倍直流母线额定电压)时,直流侧Chopper投入;Udc降到其阈值以下时,Chopper电路切除。

b. 当转子电流Ir达到其阈值(本文设定为1.5倍转子额定电流)时,转子串电阻Rrs投入,转子侧变流器切换至功率协调控制模式,即按式(23)—(26)所述原则进行有功、无功功率分配;当Ir降到其阈值以下时,转子串电阻电路切除,转子侧变流器恢复至正常控制模式,可采用之前的稳态控制,也可利用故障期间其他主动控制技术更好地改善双馈风电机组的LVRT性能。

3实验结果

为了验证转子串电阻方式下LVRT功率协调控制策略的有效性,对其进行了实验研究。 具体实验参数为:DFIG额定功率P=10 k W;极对数np= 3;频率f = 50 Hz;定子联结方式Y接,Rs= 0.7 Ω,Ls= 2.1 m H; 转子联结方式Y接,折算到定子侧后,Rr= 0.59 Ω, Lr= 4.1 m H;互感Lm= 72.6 m H。 采用自制的阻抗型电压跌落发生器模拟电网电压跌落故障,故障前DFIG转速为917 r / min,定子侧输出有功功率6.5 k W。 系统控制采用Ti公司DSP TMS320F28335芯片实现, 实验波形通过Tek公司DPO 3054示波器捕获。

图4、 图5、 图6为电网发生三相对称故障时DFIG的端电压ut降到故障前的50%、故障持续时间625 ms,转子侧变流器分别采用传统的Crowbar保护控制和转子串联电阻LVRT控制策略的直流母线电压Udc、转子电流ir及定子电流is实验波形对比图。

图4(a)为传统的Crowbar控制直流母线电压, 稳态运行时直流侧额定电压为650 V,电网故障开始和结束时,检测到转子电流及直流侧电压超过阈值时,直流侧Chopper及转子侧Crowbar投入运行,但Crowbar的投入必须封锁转子侧变流器脉冲,从而破坏了网侧变流器及转子侧变流器的稳态功率平衡关系,因此使得直流母线电压升高至785 V。 图4(b)为转子串联电阻控制,可以看出,故障开始及结束时, 直流母线电压变化平稳,最大值只有720 V。

图5为转子电流对比波形,相比于Crowbar保护, 图5(b)中转子串联电阻投入后,LVRT过程采用本文提出的功率协调控制策略,即使转子侧输出有功功率在满足转子所串电阻消耗的有功功率基础上,采用无功功率优先控制,因此及时补充了故障电压恢复所需的无功功率,并未出现电网故障电压二次下降的情况。 而在图5(a)的Crowbar控制中,Crowbar保护投入后,DFIG工作在普通异步发电机模式需从电网吸收大量无功功率,因此导致故障电压进一步下降,这对电网电压的恢复是极其不利的。

图6为定子电流对比波形。 可以看出,采用Crowbar保护控制,DFIG定子电流在故障开始和结束时有明显的过电流,而在转子串电阻功率协调控制方式下,定子过电流明显改善,但在转子串联电阻投入后,定子电流大小略有下降,这跟系统设置的无功优先控制原则有关,待转子串联电阻切除后,定子继续向电网供电,以帮助电网故障电压恢复。

4结论

为了改善双馈风力发电系统LVRT过程中,转子Crowbar保护投入后DFIG不可控状态,本文在深入分析电网电压跌落时转子电流动态数学模型基础上,采用转子串联电阻控制来代替Crowbar保护。

a. 提出在转子串联电阻投入后, 充分利用DFIG的可控性,在确保转子所需及DFIG暂态稳定性基础上,采用无功功率优先控制原则,及时补充电网电压恢复所需的无功功率。

b. 所提控制策略在一台10 k W双馈风力发电机组上进行了实验验证。 实验结果表明,转子串电阻LVRT功率协调控制具有比Crowbar保护更好的暂态性能。

摘要：讨论双馈风力发电机组低电压穿越中,转子串联电阻控制方式时转子侧变流器有功、无功功率的分配原则,给出有功、无功电流的极限表达式,提出一种转子串联电阻低电压穿越功率协调控制策略。在电网电压跌落转子电流超过其阈值时,该方案一方面控制转子变流器有功电流输出,使其满足转子串联电阻投入后所消耗的有功功率;另一方面考虑双馈电机暂态稳定性,使双馈电机工作在无功支持模式,优先向电网输出一定的感性无功功率。实验结果表明,该控制方案具有比撬棒保护更好的暂态性能,同时有助于电网电压的快速恢复,有利于其他并网负载的安全运行。